Dragons" Lord (2005)

Opgave: Byg en brugervenlig, maksimalt alsidig rektangulær impulsgenerator. En forudsætning er at sikre, at signalets for- og bagkant er så stejle som muligt. Det er også ønskeligt at dække det bredest mulige område af frekvenser og driftscyklusser. Ifølge opgaven blev der gennem fælles indsats fra deltagerne i “site”-projektet født en ordning, som du inviteres til at sætte dig ind i nedenfor.

Skematisk diagram og grafik:

Billeder af den færdige generator: I processen med at arbejde med denne generator blev den med jævne mellemrum forbedret, og kredsløbsvurderingerne blev forfinet. Generatoren har i forbindelse hermed gennemgået to opgraderinger. Lad os præsentere alle versioner af generatoren i rækkefølge. Den første version, der blev samlet med det samme, blev kendetegnet ved, at den ikke havde en strømkilde "ombord".

Under driften viste det sig, at så stor en kondensator ikke var nødvendig. Kondensatorerne blev installeret direkte på generatorkortet sammen med en spændingsstabilisator. En transformer og en strømafbryder er integreret på en fælles base.

For nylig, for at udvide det tilgængelige udvalg af frekvenser, blev der foretaget en anden opgradering, og en ekstra switch blev integreret i kredsløbet for hurtigt at ændre kondensatoren i tidskæden, hvilket vil blive diskuteret mere detaljeret nedenfor.

Version 3.0. (2009) blev det tilgængelige frekvensområde udvidet

Beskrivelse af kredsløbet: TL494-mikrokredsløbet kan fungere både i enkelt-cyklus-tilstand (sådan er det vist i diagrammet ovenfor) og i push-pull-tilstand, og arbejder på to belastninger skiftevis. Jeg vil fortælle dig nedenfor, hvordan du konverterer kredsløbet til et push-pull-kredsløb, men lad os nu se på et enkelttaktskredsløb.

Et enkeltcykluskredsløb er primært kendetegnet ved, at vi kan ændre signalets arbejdscyklus fra nul til 100 % (kanalen er altid åben). Driftscyklusindstillingskæden er placeret på mikrokredsløbets 2. ben. Prøv at opretholde de angivne værdier: 20K - trimningsmodstand og 12K begrænsning. Kondensatoren mellem 2. og 4. ben af ​​mikrokredsløbet er 0,1 µF.

Frekvensområdet reguleres af to elementer: for det første af en kæde af modstande på det 6. ben af ​​mikrokredsløbet, og for det andet af kondensatorkapaciteten på det 5. ben. Vi installerer modstande: 330K - tuning og 2,2K konstant. Dernæst skal du se på grafen, som jeg gav i begyndelsen. Vi begrænsede graferne vandret til modstandsværdier. Venstre og højre. For en kondensator på det 5. ben med en kapacitet på 1000 pF = 1 nF = 0,001 μF (øverste lige linje på grafen), er det resulterende frekvensområde fra 4 KHz til grænsen for mikrokredsløbet (i virkeligheden er det 150. 200 KHz, men potentielt op til 470 KHz, selvom sådanne frekvenser ikke opnås ved hjælp af de samme metoder). I den sidste opgradering af generatoren blev der indført en switch i kredsløbet, der erstattede timing-kondensatoren på det 5. ben af ​​mikrokredsløbet fra en nominel værdi på 1000 pF til en anden med en nominel værdi på 100 nF = 0,1 µF, hvilket gør det muligt at dække det nedre frekvensområde (den anden lige linje fra bunden i grafen). Det andet område er som følger: fra 40Hz til 5KHz. Som et resultat fik vi en generator, der dækker området fra 40Hz til 200KHz.

Nu et par ord om udgangstrinnet, som vi kontrollerer. Som nøgle kan du bruge en af ​​de tre taster (felteffekttransistorer), afhængigt af de nødvendige parametre på belastningen. Her er de: IRF540 (28A, 100V), IRF640 (18A, 200V) og IRF840 (8A, 500V). Benene på alle tre er nummereret ens. For en skarpere bagkant, brug KT6115A transistoren. Denne transistors rolle er kraftigt at reducere feltomskifterens gatepotentiale til minus. En diode og en 1K modstand bruges til at forbinde denne ekstra transistor (driver). 10 ohm modstanden på porten eliminerer direkte mulig højfrekvent ringning. For at bekæmpe ringmærkning anbefaler jeg også at sætte en lille ferritring på boltfoden af ​​feltpistolen.

Om nødvendigt kan kredsløbet omdannes til et push-pull en og skiftevis pumpe to belastninger. De vigtigste forskelle i push-pull-tilstanden er for det første en reduktion af udgangsfrekvensen på hver kanal med halvdelen af ​​den beregnede, og for det andet vil signaldriftscyklussen i hver kanal nu blive justeret fra 0 til 50%. For at skifte kredsløbet til push-pull-tilstand, er det nødvendigt at anvende positiv effekt til mikrokredsløbets 8. ben (som på det 11. ben). Det er også nødvendigt at forbinde det 13. ben med 14 og 15. Tilslut derfor et lignende udgangstrin til udgangen af ​​det 9. ben, som vi ser på mikrokredsløbets 10. ben.

Til sidst bemærker jeg, at TL494-chippen fungerer på et strømforsyningsområde fra 7 til 41V. Du kan ikke levere mindre end 7 volt - den starter simpelthen ikke. For nøgletransistorer af denne type er en forsyning på 9 volt tilstrækkelig. Det er bedre at lave 12V, endnu bedre 15V (det vil åbne hurtigere, det vil sige, at forkanten bliver kortere). Hvis du ikke finder KT6115A, kan du erstatte den med en anden, mindre kraftfuld transistor KT685D (eller et hvilket som helst bogstav). Benene på 685-transistoren, hvis den vender mod dig, er fra venstre mod højre: K, B, E. Jeg ønsker dig vellykkede eksperimenter!

Nikolay Petrushov

TL494, hvad er det for et "dyr"?

TL494 (Texas Instruments) er sandsynligvis den mest almindelige PWM-controller, på grundlag af hvilken hovedparten af ​​computerstrømforsyninger og strømdele til forskellige husholdningsapparater blev skabt.
Og selv nu er dette mikrokredsløb ret populært blandt radioamatører, der bygger skiftende strømforsyninger. Den indenlandske analog af dette mikrokredsløb er M1114EU4 (KR1114EU4). Derudover producerer forskellige udenlandske virksomheder dette mikrokredsløb med forskellige navne. For eksempel IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Det hele er den samme chip.
Dens alder er meget yngre end TL431. Det begyndte at blive produceret af Texas Instruments et sted i slutningen af ​​90'erne - begyndelsen af ​​2000'erne.
Lad os sammen prøve at finde ud af, hvad hun er, og hvilken slags "dyr" dette er? Vi vil overveje TL494-chippen (Texas Instruments).

Så lad os først se, hvad der er indeni.

Forbindelse.

Det indeholder:
- savtandsspændingsgenerator (SPG);
- dødtidsjusteringskomparator (DA1);
- PWM justering komparator (DA2);
- fejlforstærker 1 (DA3), der hovedsageligt anvendes til spænding;
- fejlforstærker 2 (DA4), der hovedsageligt anvendes til strømgrænsesignalet;
- stabil referencespændingskilde (VS) ved 5V med ekstern ben 14;
- styrekredsløb til drift af udgangstrinnet.

Så vil vi selvfølgelig se på alle dets komponenter og forsøge at finde ud af, hvorfor alt dette er nødvendigt, og hvordan det hele fungerer, men først skal vi give dets driftsparametre (karakteristika).

Muligheder	Min.	Maks.	Enhed Lave om
V CC Forsyningsspænding	7	40	I
V I Forstærkerens indgangsspænding	-0,3	V CC - 2	I
V O Samlerspænding		40	I
Samlerstrøm (hver transistor)		200	mA
Feedback aktuel		0,3	mA
f OSC Oscillator frekvens	1	300	kHz
C T Generator kapacitans	0,47	10000	nF
R T Generatormodstand	1,8	500	kOhm
T A Driftstemperatur TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Dens begrænsende egenskaber er som følger;

Forsyningsspænding................................................ .....41V

Forstærkerens indgangsspænding...................................(Vcc+0,3)V

Samler udgangsspænding................................41V

Samler udgangsstrøm ................................................... ....250mA

Total effekttab i kontinuerlig tilstand....1W

Placering og formål med mikrokredsløbsstifter.

Konklusion 1

Dette er den ikke-inverterende (positive) indgang på fejlforstærker 1.
Hvis indgangsspændingen på den er lavere end spændingen på ben 2, så vil der ikke være nogen fejl ved udgangen af ​​denne forstærker, der vil ikke være nogen spænding (udgangen vil have et lavt niveau), og det vil ikke have nogen effekt på bredden (driftsfaktoren) af udgangsimpulserne.
Hvis spændingen ved denne pin er højere end ved pin 2, vil der ved udgangen af ​​denne forstærker 1 fremkomme en spænding (udgangen fra forstærker 1 vil have et højt niveau), og bredden (driftsfaktoren) af udgangsimpulserne vil fald jo mere, jo højere er udgangsspændingen på denne forstærker (maks. 3,3 volt).

Konklusion 2

Dette er den inverterende (negative) indgang på fejlsignalforstærker 1.
Hvis indgangsspændingen på denne pin er højere end på pin 1, vil der ikke være nogen spændingsfejl ved udgangen af ​​forstærkeren (udgangen vil være lav), og det vil ikke have nogen indflydelse på udgangens bredde (duty factor) pulser.
Hvis spændingen ved denne pin er lavere end ved pin 1, vil forstærkerens udgang være høj.

Fejlforstærkeren er en almindelig op-amp med en forstærkning i størrelsesordenen = 70..95 dB ved jævnspænding (Ku = 1 ved en frekvens på 350 kHz). Op-amp indgangsspændingsområdet strækker sig fra -0,3V til forsyningsspændingen, minus 2V. Det vil sige, at den maksimale indgangsspænding skal være mindst to volt lavere end forsyningsspændingen.

Konklusion 3

Disse er udgangene fra fejlforstærkere 1 og 2, forbundet til denne pin gennem dioder (ELLER-kredsløb). Hvis spændingen ved udgangen af ​​en forstærker ændres fra lav til høj, så går den også høj ved ben 3.
Hvis spændingen på denne ben overstiger 3,3 V, forsvinder impulserne ved udgangen af ​​mikrokredsløbet (nul duty cycle).
Hvis spændingen på denne pin er tæt på 0 V, så vil varigheden af ​​udgangsimpulserne (duty factor) være maksimal.

Ben 3 bruges normalt til at give feedback til forstærkere, men om nødvendigt kan ben 3 også bruges som input til at give ændringer i pulsbredde.
Hvis spændingen over den er høj (> ~ 3,5 V), vil der ikke være nogen impulser på MS-udgangen. Strømforsyningen starter under ingen omstændigheder.

Konklusion 4

Den styrer variationsområdet for den "døde" tid (engelsk Dead-Time Control), i princippet er det den samme driftscyklus.
Hvis spændingen på den er tæt på 0 V, vil udgangen af ​​mikrokredsløbet have både de mindst mulige og maksimale breddeimpulser, som følgelig kan indstilles af andre indgangssignaler (fejlforstærkere, ben 3).
Hvis spændingen ved denne ben er omkring 1,5 V, vil bredden af ​​udgangsimpulserne være omkring 50 % af deres maksimale bredde.
Hvis spændingen på denne pin overstiger 3,3 V, vil der ikke være nogen impulser på MS-udgangen. Strømforsyningen starter under ingen omstændigheder.
Men du bør ikke glemme, at når den "døde" tid stiger, vil PWM-justeringsområdet falde.

Ved at ændre spændingen ved ben 4 kan du indstille en fast bredde på "død"-tiden (R-R divider), implementere en blød starttilstand i strømforsyningen (RC-kæde), sørge for fjernslukning af MS (nøgle) og du kan også bruge denne pin som en lineær kontrolindgang.

Lad os se (for dem, der ikke ved), hvad "død" tid er, og hvad den skal bruges til.
Når et push-pull strømforsyningskredsløb fungerer, tilføres impulser skiftevis fra mikrokredsløbets udgange til baserne (gates) af udgangstransistorerne. Da enhver transistor er et inertialelement, kan den ikke øjeblikkeligt lukke (åbne), når et signal fjernes (tilføres) fra basen (gate) af udgangstransistoren. Og hvis der tilføres impulser til udgangstransistorerne uden "død" tid (det vil sige, at en impuls fjernes fra den ene og straks påføres den anden), kan der komme et øjeblik, hvor den ene transistor ikke når at lukke, men den anden har allerede åbnet. Så vil al strømmen (kaldet gennemstrøm) strømme gennem begge åbne transistorer og omgå belastningen (transformatorviklingen), og da den ikke vil være begrænset af noget, vil udgangstransistorerne øjeblikkeligt svigte.
For at forhindre dette i at ske, er det nødvendigt, at der efter afslutningen af ​​en impuls og før starten af ​​den næste er gået en vis tid, tilstrækkeligt til pålidelig lukning af udgangstransistoren, fra hvis indgang styresignalet blev fjernet.
Denne tid kaldes "død" tid.

Ja, hvis vi ser på figuren med mikrokredsløbets sammensætning, ser vi, at ben 4 er forbundet til indgangen på dødtidsjusteringskomparatoren (DA1) gennem en spændingskilde på 0,1-0,12 V. Hvad gøres dette for?
Dette er netop gjort for at sikre, at den maksimale bredde (duty factor) af udgangsimpulserne aldrig er lig med 100%, for at sikre sikker drift af output (output) transistorerne.
Det vil sige, hvis du "tilslutter" pin 4 til den fælles ledning, vil der ved indgangen til komparator DA1 stadig ikke være en nulspænding, men der vil være en spænding på netop denne værdi (0,1-0,12 V) og impulser fra savtandspændingsgeneratoren (RPG) vises kun ved udgangen af ​​mikrokredsløbet, når deres amplitude ved ben 5 overstiger denne spænding. Det vil sige, at mikrokredsløbet har en fast maksimal tærskel for udgangsimpulsernes arbejdscyklus, som ikke vil overstige 95-96% for udgangstrinets enkeltcyklus-drift og 47,5-48% for push-pull driftsmåde for udgangstrinnet.

Konklusion 5

Dette er GPG-udgangen; den er beregnet til at forbinde en timing-kondensator Ct til den, hvis anden ende er forbundet til den fælles ledning. Dens kapacitans er normalt valgt fra 0,01 µF til 0,1 µF, afhængigt af udgangsfrekvensen af ​​PWM-controllerens GPG-impulser. Som regel bruges kondensatorer af høj kvalitet her.
Udgangsfrekvensen for GPG'en kan styres på denne pin. Generatorens udgangsspændingssving (amplitude af udgangsimpulser) er et sted omkring 3 volt.

Konklusion 6

Dette er også GPN-udgangen, beregnet til at tilslutte en tidsindstillingsmodstand Rt, hvis anden ende er forbundet til den fælles ledning.
Værdierne af Rt og Ct bestemmer udgangsfrekvensen for gaspumpen og beregnes ved hjælp af formlen for enkelt-cyklus driftstilstand;

For push-pull driftstilstand er formlen som følger;

For PWM-controllere fra andre virksomheder beregnes frekvensen ved hjælp af samme formel, med undtagelse af, at tallet 1 skal ændres til 1,1.

Konklusion 7

Den forbindes til den fælles ledning af enhedskredsløbet på PWM-controlleren.

Konklusion 8

Mikrokredsløbet indeholder et udgangstrin med to udgangstransistorer, som er dets udgangskontakter. Terminalerne på disse transistorers kollektorer og emittere er frie, og derfor kan disse transistorer, afhængigt af behovet, indgå i kredsløbet for at arbejde med både en fælles emitter og en fælles kollektor.
Afhængigt af spændingen ved ben 13 kan dette udgangstrin fungere enten i push-pull- eller single-cycle mode. I single-ended driftstilstand kan disse transistorer forbindes parallelt for at øge belastningsstrømmen, hvilket er det, man normalt gør.
Så ben 8 er kollektorbenet på transistor 1.

Konklusion 9

Dette er emitterstiften på transistor 1.

Konklusion 10

Dette er emitterstiften på transistor 2.

Konklusion 11

Dette er kollektoren af ​​transistor 2.

Konklusion 12

"Plus" af TL494CN strømforsyningen er forbundet til denne pin.

Konklusion 13

Dette er udgangen til valg af driftstilstand for udgangstrinnet. Hvis denne pin er forbundet til den fælles ledning, vil udgangstrinnet fungere i single-ended mode. Udgangssignalerne ved terminalerne på transistorkontakterne vil være de samme.
Hvis du tilfører en spænding på +5 V til dette ben (tilslut ben 13 og 14), vil udgangskontakterne fungere i push-pull-tilstand. Udgangssignalerne ved terminalerne på transistorkontakterne vil være ude af fase, og frekvensen af ​​udgangsimpulserne vil være halvt så meget.

Konklusion 14

Dette er output fra stalden OG dræne OM porno N spænding (ION), Med en udgangsspænding på +5 V og en udgangsstrøm på op til 10 mA, som kan bruges som reference til sammenligning i fejlforstærkere, og til andre formål.

Konklusion 15

Det fungerer nøjagtigt på samme måde som ben 2. Hvis den anden fejlforstærker ikke bruges, så forbindes ben 15 blot med ben 14 (referencespænding +5 V).

Konklusion 16

Det fungerer på samme måde som ben 1. Hvis den anden fejlforstærker ikke bruges, er den normalt forbundet til den fælles ledning (ben 7).
Med ben 15 forbundet til +5V og ben 16 forbundet til jord, er der ingen udgangsspænding fra den anden forstærker, så det har ingen indflydelse på chippens drift.

Funktionsprincippet for mikrokredsløbet.

Så hvordan fungerer TL494 PWM-controlleren?
Ovenfor undersøgte vi i detaljer formålet med stifterne i dette mikrokredsløb og hvilken funktion de udfører.
Hvis alt dette er omhyggeligt analyseret, så bliver det fra alt dette klart, hvordan dette mikrokredsløb fungerer. Men jeg vil endnu en gang meget kort beskrive princippet om dets funktion.

Når mikrokredsløbet typisk er tændt, og der tilføres strøm til det (minus til ben 7, plus til ben 12), begynder GPG at producere savtandimpulser med en amplitude på omkring 3 volt, hvis frekvens afhænger af C og R tilsluttet til ben 5 og 6 på mikrokredsløbet.
Hvis værdien af ​​styresignalerne (ved ben 3 og 4) er mindre end 3 volt, vises rektangulære impulser ved udgangskontakterne på mikrokredsløbet, hvis bredde (driftsfaktor) afhænger af værdien af ​​styresignalerne ved benene 3 og 4.
Det vil sige, at mikrokredsløbet sammenligner den positive savtandspænding fra kondensatoren Ct (C1) med et hvilket som helst af de to styresignaler.
De logiske kredsløb til styring af udgangstransistorerne VT1 og VT2 åbner dem kun, når spændingen af ​​savtandsimpulserne er højere end styresignalerne. Og jo større denne forskel er, desto bredere er udgangsimpulsen (jo større arbejdscyklus).
Styrespændingen på ben 3 afhænger igen af ​​signalerne ved indgangene på operationsforstærkere (fejlforstærkere), som igen kan styre strømforsyningens udgangsspænding og udgangsstrøm.

En stigning eller et fald i værdien af ​​et hvilket som helst styresignal forårsager således et tilsvarende lineært fald eller stigning i bredden af ​​spændingsimpulserne ved mikrokredsløbets udgange.
Som nævnt ovenfor kan spændingen fra ben 4 (dødtidsstyring), indgangene på fejlforstærkere eller feedbacksignalet direkte fra ben 3 bruges som styresignaler.

Teori, som de siger, er teori, men det vil være meget bedre at se og "røre" alt dette i praksis, så lad os samle følgende kredsløb på et brødbræt og se med vores egne øjne, hvordan det hele fungerer.

Den nemmeste og hurtigste måde er at samle det hele på et brødbræt. Ja, jeg installerede KA7500-chippen. Ben "13" på mikrokredsløbet er forbundet med den fælles ledning, det vil sige, at vores udgangskontakter vil fungere i enkeltcyklustilstand (signalerne på transistorerne vil være de samme), og gentagelsesfrekvensen af ​​udgangsimpulserne vil svare til frekvensen af ​​savtandspændingen for GPG.

Jeg tilsluttede oscilloskopet til følgende kontrolpunkter:
- Den første stråle til pin "4", til at styre den konstante spænding på denne pin. Placeret i midten af ​​skærmen på nullinjen. Følsomhed - 1 volt pr. division;
- Den anden stråle til pind "5", for at styre savtandspændingen på GPG'en. Det er også placeret på nullinjen (begge stråler er kombineret) i midten af ​​oscilloskopet og med samme følsomhed;
- Den tredje stråle til udgangen af ​​mikrokredsløbet til pin “9”, for at styre impulserne ved udgangen af ​​mikrokredsløbet. Strålens følsomhed er 5 volt pr. division (0,5 volt plus en divider med 10). Placeret i bunden af ​​oscilloskopskærmen.

Jeg glemte at sige, at mikrokredsløbets udgangskontakter er forbundet til en fælles kollektor. Med andre ord - ifølge emitterfølgerkredsløbet. Hvorfor repeater? Fordi signalet ved transistorens emitter gentager basissignalet nøjagtigt, så vi tydeligt kan se alt.
Fjerner man signalet fra transistorens kollektor, bliver det vendt (på hovedet) i forhold til basissignalet.
Vi leverer strøm til mikrokredsløbet og ser hvad vi har ved terminalerne.

På det fjerde ben har vi nul (trimmermodstandsskyderen er i den laveste position), den første stråle er på nullinjen i midten af ​​skærmen. Fejlforstærkerne virker heller ikke.
På det femte ben ser vi en savtandspænding af GPN (anden stråle) med en amplitude på lidt mere end 3 volt.
Ved udgangen af ​​mikrokredsløbet (ben 9) ser vi rektangulære impulser med en amplitude på omkring 15 volt og en maksimal bredde (96%). Prikkerne i bunden af ​​skærmen er præcis den faste driftscyklusgrænse. For at gøre det lettere at se, lad os slå strækningen til på oscilloskopet.

Nå, nu kan du se det bedre. Det er netop det tidspunkt, hvor pulsamplituden falder til nul, og udgangstransistoren er lukket i denne korte tid. Nulniveauet for denne stråle er nederst på skærmen.
Nå, lad os tilføje spænding til pin "4" og se, hvad vi får.

Ved ben "4" indstillede jeg en konstant spænding på 1 volt ved hjælp af en trimningsmodstand, den første stråle steg med en deling (lige linje på oscilloskopskærmen). Hvad ser vi? Dødtiden er steget (driftscyklussen er faldet), dette er den stiplede linje nederst på skærmen. Det vil sige, at udgangstransistoren er lukket i cirka halvdelen af ​​varigheden af ​​selve pulsen.
Lad os tilføje en volt mere med en trimningsmodstand til pin "4" på mikrokredsløbet.

Vi ser, at den første stråle er steget en division mere, varigheden af ​​udgangsimpulserne er blevet endnu kortere (1/3 af varigheden af ​​hele impulsen), og dødtiden (udgangstransistorens lukketid) er steget til to tredjedele. Det vil sige, at det tydeligt er synligt, at mikrokredsløbets logik sammenligner niveauet af GPG-signalet med niveauet af styresignalet og kun sender det GPG-signal, hvis niveau er højere end styresignalet, til udgangen.

For at gøre det endnu tydeligere, vil varigheden (bredden) af mikrokredsløbets udgangsimpulser være den samme som varigheden (bredden) af savtandspændingsudgangsimpulserne placeret over niveauet af styresignalet (over den lige linje på oscilloskopet skærm).

Lad os gå videre, tilføje endnu en volt til pin "4" på mikrokredsløbet. Hvad ser vi? Ved udgangen af ​​mikrokredsløbet er der meget korte impulser, omtrent den samme i bredden som toppene af savtandspændingen, der rager ud over den lige linje. Lad os slå strækningen til på oscilloskopet, så pulsen er bedre synlig.

Her ser vi en kort puls, hvor udgangstransistoren vil være åben, og resten af ​​tiden (nederste linje på skærmen) vil være lukket.
Nå, lad os prøve at øge spændingen ved ben "4" endnu mere. Vi bruger en trimningsmodstand til at indstille spændingen ved udgangen over niveauet for savtandspændingen på GPG.

Nå, det er det, vores strømforsyning holder op med at fungere, da outputtet er helt "roligt". Der er ingen udgangsimpulser, da vi ved kontrolbenet "4" har et konstant spændingsniveau på mere end 3,3 volt.
Absolut det samme vil ske, hvis du anvender et styresignal til pin “3” eller til en hvilken som helst fejlforstærker. Hvis nogen er interesseret, kan du selv tjekke det eksperimentelt. Ydermere, hvis styresignalerne er på alle kontrolben på én gang og styrer mikrokredsløbet (prevail), vil der være et signal fra styrestiften, hvis amplitude er større.

Nå, lad os prøve at afbryde pin "13" fra den fælles ledning og forbinde den til pin "14", det vil sige skifte driftstilstanden for udgangskontakterne fra enkelt-cyklus til push-pull. Lad os se, hvad vi kan gøre.

Ved hjælp af en trimningsmodstand bringer vi igen spændingen ved ben "4" til nul. Tænd for strømmen. Hvad ser vi?
Udgangen af ​​mikrokredsløbet indeholder også rektangulære impulser af maksimal varighed, men deres gentagelsesfrekvens er blevet halvdelen af ​​frekvensen af ​​savtandimpulser.
De samme impulser vil være på den anden nøgletransistor i mikrokredsløbet (ben 10), med den eneste forskel, at de vil blive forskudt i tid i forhold til disse med 180 grader.
Der er også en maksimal arbejdscyklusgrænse (2%). Nu er det ikke synligt, du skal forbinde oscilloskopets 4. stråle og kombinere de to udgangssignaler sammen. Den fjerde sonde er ikke ved hånden, så jeg gjorde det ikke. Enhver, der har lyst, så tjek det praktisk talt ud for at være sikker på dette.

I denne tilstand fungerer mikrokredsløbet på nøjagtig samme måde som i enkelt-cyklus tilstand, den eneste forskel er, at den maksimale varighed af udgangsimpulserne her ikke vil overstige 48% af den samlede impulsvarighed.
Så vi vil ikke overveje denne tilstand i lang tid, men bare se, hvilken slags impulser vi har, når spændingen ved ben "4" er to volt.

Vi hæver spændingen med en trimmermodstand. Bredden af ​​udgangsimpulserne faldt til 1/6 af den samlede impulsvarighed, det vil sige også nøjagtigt to gange end i enkeltcyklusdriftstilstanden for udgangskontakterne (1/3 gange der).
Ved udgangen af ​​den anden transistor (ben 10) vil der være de samme impulser, kun forskudt i tid med 180 grader.
Nå, i princippet har vi analyseret driften af ​​PWM-controlleren.

Også på pind "4". Som nævnt tidligere kan denne pin bruges til en "blød" start af strømforsyningen. Hvordan organiserer man dette?
Meget simpelt. For at gøre dette skal du tilslutte et RC-kredsløb til ben "4". Her er et eksempel på et fragment af diagrammet:

Hvordan fungerer "blød start" her? Lad os se på diagrammet. Kondensator C1 er forbundet til ION (+5 volt) gennem modstand R5.
Når der tilføres strøm til mikrokredsløbet (ben 12), vises +5 volt på ben 14. Kondensator C1 begynder at oplade. Kondensatorens ladestrøm strømmer gennem modstanden R5, i det øjeblik, den tændes, er den maksimal (kondensatoren er afladet), og der opstår et spændingsfald på 5 volt over modstanden, som forsynes med ben "4". Denne spænding, som vi allerede har fundet ud af eksperimentelt, forbyder passage af impulser til udgangen af ​​mikrokredsløbet.
Når kondensatoren oplades, falder ladestrømmen, og spændingsfaldet over modstanden falder tilsvarende. Spændingen ved ben "4" falder også, og impulser begynder at dukke op ved udgangen af ​​mikrokredsløbet, hvis varighed gradvist øges (efterhånden som kondensatoren oplades). Når kondensatoren er fuldt opladet, stopper ladestrømmen, spændingen ved ben "4" bliver tæt på nul, og pin "4" påvirker ikke længere varigheden af ​​udgangsimpulserne. Strømforsyningen vender tilbage til driftstilstand.
Naturligvis gættede du, at starttiden for strømforsyningen (den når driftstilstand) vil afhænge af størrelsen på modstanden og kondensatoren, og ved at vælge dem vil det være muligt at regulere denne tid.

Nå, dette er kort fortalt hele teorien og praksis, og der er ikke noget særligt kompliceret her, og hvis du forstår og forstår arbejdet med denne PWM, så vil det ikke være svært for dig at forstå og forstå arbejdet i andre PWM'er.

Jeg ønsker alle held og lykke.

Kun de vigtigste ting.
Forsyningsspænding 8-35V (det ser ud til at være muligt op til 40V, men jeg har ikke testet det)
Mulighed for at arbejde i enkelt-takts- og push-pull-tilstand.

For enkeltcyklustilstand er den maksimale pulsvarighed 96 % (ikke mindre end 4 % dødtid).
For totaktsversionen må varigheden af ​​dødtiden ikke være mindre end 4 %.
Ved at påføre en spænding på 0...3,3V til ben 4, kan du justere dødtiden. Og foretag en jævn lancering.
Der er indbygget en stabiliseret referencespændingskilde på 5V og en strøm på op til 10mA.
Der er indbygget beskyttelse mod lav forsyningsspænding, der slukker under 5,5...7V (oftest 6,4V). Problemet er, at ved denne spænding går mosfets allerede i lineær tilstand og brænder ud...
Det er muligt at slukke for mikrokredsløbsgeneratoren ved at lukke Rt-stiften (6), referencespændingsstiften (14) eller Ct-stiften (5) til jord med en nøgle.

Driftsfrekvens 1…300 kHz.

To indbyggede “fejl” operationsforstærkere med gain Ku=70..95dB. Indgange - udgange (1); (2) og (15); (16). Udgangene fra forstærkerne er kombineret af et OR-element, så den, hvis udgangsspænding er større, styrer pulsvarigheden. En af komparatorindgangene er normalt bundet til referencespændingen (14), og den anden - hvor det er nødvendigt... Signalforsinkelsen inde i forstærkeren er 400 ns, de er ikke designet til at fungere inden for en clock-cyklus.

Mikrokredsløbets udgangstrin, med en gennemsnitlig strøm på 200 mA, oplader hurtigt inputkapacitansen til porten til en kraftig mosfet, men sikrer ikke dens udledning. i rimelig tid. Derfor kræves en ekstern driver.

Ben (5) kondensator C2 og ben (6) modstande R3; R4 - indstil frekvensen af ​​den interne oscillator i mikrokredsløbet. I push-pull-tilstand er den divideret med 2.

Der er mulighed for synkronisering, udløsning af indgangsimpulser.

Enkelttaktsgenerator med justerbar frekvens og driftscyklus
Enkeltcyklusgenerator med justerbar frekvens og driftscyklus (forholdet mellem pulsvarighed og pausevarighed). Med enkelt transistor output driver. Denne tilstand implementeres ved at forbinde ben 13 til en fælles strømbus.

Ordning (1)

Da mikrokredsløbet har to udgangstrin, som i dette tilfælde fungerer i fase, kan de kobles parallelt for at øge udgangsstrømmen... Eller ikke inkluderet... (grøn på diagrammet) Modstand R7 er desuden ikke altid installeret.

Ved at måle spændingen over modstand R10 med en op-amp kan du begrænse udgangsstrømmen. Den anden indgang forsynes med en referencespænding af divider R5; R6. Nå, ser du, R10 vil varme op.

Kæde C6; R11, på (3) benet, er placeret for større stabilitet, dataarket beder om det, men det fungerer uden det. Transistoren kan også bruges som en NPN-struktur.

Ordning (2)

Ordning (3)

Enkelttaktsgenerator med justerbar frekvens og driftscyklus. Med to transistor output driver (komplementær repeater).
Hvad kan jeg sige? Signalformen er bedre, transiente processer ved koblingsmomenter reduceres, belastningskapaciteten er højere, og varmetabet er lavere. Selvom dette kan være en subjektiv holdning. Men. Nu bruger jeg kun en driver med to transistorer. Ja, modstanden i portkredsløbet begrænser hastigheden af ​​skiftende transienter.

Ordning (4)

Og her har vi kredsløbet af en typisk boost (boost) justerbar single-ended konverter, med spændingsregulering og strømbegrænsning.

Kredsløbet fungerer, jeg samlede det i flere versioner. Udgangsspændingen afhænger af antallet af omdrejninger af spolen L1 og af modstanden af ​​modstande R7; R10; R11, som vælges under opsætning... Selve rullen kan vikles på hvad som helst. Størrelse - afhængig af effekt. Ring, Sh-core, endda bare på stangen. Men den skal ikke blive mættet. Derfor, hvis ringen er lavet af ferrit, skal den skæres og limes med et mellemrum. Store ringe fra computerstrømforsyninger vil fungere godt; der er ingen grund til at skære dem, de er lavet af "pulveriseret jern"; mellemrummet er allerede tilvejebragt. Hvis kernen er W-formet, installerer vi ikke et magnetisk mellemrum, de kommer med en kort mellem kerne - disse har allerede et mellemrum. Kort sagt vikler vi den med en tyk kobber- eller monteringstråd (0,5-1,0 mm afhængig af strømmen) og antallet af omdrejninger er 10 eller mere (afhængigt af hvilken spænding vi ønsker at få). Vi forbinder belastningen til den planlagte spænding med lav effekt. Vi forbinder vores skabelse med batteriet gennem en kraftig lampe. Hvis lampen ikke lyser med fuld styrke, så tag et voltmeter og et oscilloskop...

Vi vælger modstande R7; R10; R11 og antallet af omdrejninger af spole L1, der opnår den tilsigtede spænding ved belastningen.

Choke Dr1 - 5...10 omgange med tyk wire på enhver kerne. Jeg har endda set muligheder, hvor L1 og Dr1 er viklet på den samme kerne. Jeg har ikke selv tjekket det.

Ordning (5)

Dette er også et rigtigt boost-konverter-kredsløb, der for eksempel kan bruges til at oplade en bærbar computer fra et bilbatteri. Komparatoren ved indgange (15); (16) overvåger spændingen på "donor"-batteriet og slukker for konverteren, når spændingen på den falder under den valgte tærskel.

Kæde C8; R12; VD2 - den såkaldte Snubber, er designet til at undertrykke induktive emissioner. En lavspændings MOSFET sparer f.eks. IRF3205 kan tåle, hvis jeg ikke tager fejl, (drain - source) op til 50V. Det reducerer dog effektiviteten betydeligt. Både dioden og modstanden bliver ret varme. Dette øger pålideligheden. I nogle tilstande (kredsløb), uden det, brænder en kraftig transistor simpelthen ud med det samme. Men nogle gange virker det uden alt dette... Du skal se på oscilloskopet...

Ordning (6)

Push-pull master generator.
Forskellige design- og justeringsmuligheder.
Ved første øjekast kommer det store udvalg af koblingskredsløb ned til et meget mere beskedent antal af dem, der rent faktisk virker... Det første, jeg plejer at gøre, når jeg ser et "udspekuleret" kredsløb, er at tegne det om i den standard, der er kendt. til mig. Tidligere hed det GOST. I dag er det ikke klart, hvordan man tegner, hvilket gør det ekstremt svært at opfatte. Og skjuler fejl. Jeg tror, ​​at dette ofte er gjort med vilje.
Master oscillator til halvbro eller bro. Dette er den enkleste generator. Pulsvarigheden og frekvensen justeres manuelt. Du kan også justere varigheden ved hjælp af en optokobler på (3) benet, men justeringen er meget skarp. Jeg brugte den til at afbryde driften af ​​mikrokredsløbet. Nogle "lyskilder" siger, at det er umuligt at kontrollere ved hjælp af (3) ben, mikrokredsløbet vil brænde ud, men min erfaring bekræfter funktionaliteten af ​​denne løsning. Forresten blev det med succes brugt i en svejseinverter.

Impulsgeneratoren bruges til laboratorieforskning i udvikling og justering af elektroniske enheder. Generatoren fungerer i et spændingsområde fra 7 til 41 volt og har en høj belastningskapacitet afhængig af udgangstransistoren. Amplituden af ​​udgangsimpulserne kan være lig med værdien af ​​forsyningsspændingen af ​​mikrokredsløbet, op til grænseværdien af ​​forsyningsspændingen af ​​dette mikrokredsløb +41 V. Dens grundlag er kendt af alle og bruges ofte i.

Analoger TL494 er mikrokredsløb KA7500 og dens hjemlige klon - KR1114EU4 .

Parametergrænseværdier:

Forsyningsspænding 41V
Forstærkerens indgangsspænding (Vcc+0,3)V
Samler udgangsspænding 41V
Samler udgangsstrøm 250mA
Total effekttab i kontinuerlig tilstand 1W
Driftsomgivelsestemperaturområde:
-c suffiks L -25..85С
-med suffikset С.0..70С
Opbevaringstemperaturområde -65…+150º

Skematisk diagram af enheden

Firkantet impulsgenerator kredsløb

Generator printkort TL494 og andre filer er i en separat.

Frekvensjustering udføres af kontakten S2 (omtrent) og modstand RV1 (glat), arbejdscyklussen justeres af modstand RV2. Switch SA1 ændrer generatorens driftstilstande fra i-fase (enkelt-cyklus) til anti-fase (to-cyklus). Modstand R3 vælger det mest optimale frekvensområde at dække; driftscyklusjusteringsområdet kan vælges ved hjælp af modstande R1, R2.

Pulsgenerator dele

Kondensatorerne C1-C4 i tidskredsløbet er valgt til det nødvendige frekvensområde, og deres kapacitet kan være fra 10 mikrofarader for det infra-lave underområde til 1000 picofarads for den højeste frekvens.

Med en gennemsnitlig strømgrænse på 200 mA er kredsløbet i stand til at oplade porten ret hurtigt, men
Det er umuligt at aflade den med transistoren slukket. Afladning af porten ved hjælp af en jordet modstand er også utilfredsstillende langsom. Til disse formål anvendes en uafhængig komplementær repeater.

• Læs: "Sådan laver du det fra en computer."

Transistorer vælges på enhver HF med en lav mætningsspænding og tilstrækkelig strømreserve. For eksempel KT972+973. Hvis der ikke er behov for kraftige udgange, kan den komplementære repeater elimineres. I mangel af en anden konstruktionsmodstand på 20 kOm blev der brugt to konstante modstande på 10 kOm, hvilket gav en arbejdscyklus inden for 50 %. Forfatteren af ​​projektet er Alexander Terentyev.

Generel beskrivelse og anvendelse

TL 494 og dens efterfølgende versioner er det mest almindeligt anvendte mikrokredsløb til bygning af push-pull strømomformere.

• TL494 (oprindelig udvikling af Texas Instruments) - PWM spændingsomformer IC med single-ended udgange (TL 494 IN - pakke DIP16, -25..85C, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
• K1006EU4 - indenlandsk analog af TL494
• TL594 - analog af TL494 med forbedret nøjagtighed af fejlforstærkere og komparator
• TL598 - analog af TL594 med en push-pull (pnp-npn) repeater ved udgangen

Dette materiale er en generalisering om emnet for det originale tekniske dokument Texas Instruments, publikationer International Rectifier ("Power semiconductor devices International Rectifier", Voronezh, 1999) og Motorola.

Fordele og ulemper ved dette mikrokredsløb:

• Plus: Udviklede styrekredsløb, to differentialforstærkere (kan også udføre logiske funktioner)
• Ulemper: Enkeltfasede udgange kræver yderligere montering (sammenlignet med UC3825)
• Minus: Strømstyring er ikke tilgængelig, relativt langsom feedback-sløjfe (ikke kritisk i bilindustriens PN)
• Ulemper: Synkron forbindelse af to eller flere IC'er er ikke så praktisk som i UC3825

1. Funktioner af TL494 chips

ION- og underspændingsbeskyttelseskredsløb. Kredsløbet tænder, når strømmen når tærsklen på 5,5...7,0 V (typisk værdi 6,4V). Indtil dette øjeblik forbyder de interne kontrolbusser driften af ​​generatoren og den logiske del af kredsløbet. Den ubelastede strøm ved forsyningsspænding +15V (udgangstransistorer er deaktiveret) er ikke mere end 10 mA. ION +5V (+4,75..+5.25 V, udgangsstabilisering ikke værre end +/- 25mV) giver en strømmende strøm på op til 10 mA. ION kan kun forstærkes ved hjælp af en NPN-emitterfølger (se TI s. 19-20), men spændingen ved udgangen af ​​en sådan "stabilisator" vil i høj grad afhænge af belastningsstrømmen.

Generator genererer en savtandspænding på 0..+3.0V (amplituden indstilles af ION) på timing-kondensatoren Ct (ben 5) til TL494 Texas Instruments og 0...+2.8V for TL494 Motorola (hvad kan vi forvente fra andre?), henholdsvis for TI F =1,0/(RtCt), for Motorola F=1,1/(RtCt).

Driftsfrekvenser fra 1 til 300 kHz er acceptable, med det anbefalede område Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. I dette tilfælde er den typiske temperaturdrift af frekvens (naturligvis uden hensyntagen til driften af ​​tilsluttede komponenter) +/-3 %, og frekvensdriften afhængig af forsyningsspændingen er inden for 0,1 % over hele det tilladte område.

For at slukke for generatoren eksternt, kan du bruge en ekstern nøgle til at kortslutte input Rt (6) til udgangen af ​​ION, eller kortslutte Ct til jord. Der skal naturligvis tages højde for lækmodstanden for den åbne kontakt, når man vælger Rt, Ct.

Hvilefasekontrolindgang (driftscyklus) gennem hvilefasekomparatoren, indstiller den nødvendige minimum pause mellem impulser i kredsløbets arme. Dette er nødvendigt både for at forhindre gennemstrømning i effekttrinene uden for IC'en og for stabil drift af triggeren - koblingstiden for den digitale del af TL494 er 200 ns. Udgangssignalet aktiveres, når saven overstiger spændingen ved styreindgang 4 (DT) med Ct. Ved klokfrekvenser op til 150 kHz med nul styrespænding, hvilefasen = 3 % af perioden (ækvivalent bias af styresignalet 100..120 mV), ved høje frekvenser udvider den indbyggede korrektion hvilefasen til 200. .300 ns.

Ved hjælp af DT-indgangskredsløbet kan du indstille en fast hvilefase (R-R-deler), blød starttilstand (R-C), fjernudkobling (tast) og også bruge DT som en lineær kontrolindgang. Indgangskredsløbet er samlet ved hjælp af PNP-transistorer, så indgangsstrømmen (op til 1,0 μA) strømmer ud af IC'en i stedet for ind i den. Strømmen er ret stor, så højmodstandsmodstande (ikke mere end 100 kOhm) bør undgås. Se TI, side 23 for et eksempel på overspændingsbeskyttelse ved brug af en TL430 (431) 3-aflednings zenerdiode.

Fejlforstærkere- faktisk operationsforstærkere med Ku = 70..95 dB ved konstant spænding (60 dB for tidlig serie), Ku = 1 ved 350 kHz. Indgangskredsløbene er samlet ved hjælp af PNP-transistorer, så indgangsstrømmen (op til 1,0 μA) strømmer ud af IC'en i stedet for ind i den. Strømmen er ret stor for op-ampen, biasspændingen er også høj (op til 10 mV), så højmodstandsmodstande i styrekredsløbene (ikke mere end 100 kOhm) bør undgås. Men takket være brugen af ​​pnp-indgange er indgangsspændingsområdet fra -0,3V til Vsupply-2V.

Udgangene fra de to forstærkere kombineres af diode OR. Forstærkeren, hvis udgangsspænding er højere, tager kontrol over logikken. I dette tilfælde er udgangssignalet ikke tilgængeligt separat, men kun fra udgangen af ​​dioden OR (også indgangen til fejlkomparatoren). Således kan kun én forstærker loopes i line mode. Denne forstærker lukker den lineære hovedsløjfe ved udgangsspændingen. I dette tilfælde kan den anden forstærker bruges som en komparator - for eksempel når udgangsstrømmen overskrides, eller som en nøgle til et logisk alarmsignal (overophedning, kortslutning osv.), fjernslukning osv. En af komparatorindgangene er bundet til ION'en, og et logisk signal er organiseret på det andet ELLER-alarmsignal (endnu bedre - logiske OG normale tilstandssignaler).

Når du bruger et RC-frekvensafhængigt OS, skal du huske, at forstærkernes output faktisk er single-ended (seriediode!), så det vil oplade kapacitansen (opad) og vil tage lang tid at aflade nedad. Spændingen på denne udgang er indenfor 0..+3.5V (lidt mere end generatorsvinget), så falder spændingskoefficienten kraftigt og ved cirka 4.5V på udgangen er forstærkerne mættede. Ligeledes bør lavmodstandsmodstande i forstærkerens udgangskredsløb (feedback-sløjfe) undgås.

Forstærkere er ikke designet til at fungere inden for en clock-cyklus af driftsfrekvensen. Med en signaludbredelsesforsinkelse inde i forstærkeren på 400 ns er de for langsomme til dette, og triggerstyringslogikken tillader det ikke (sideimpulser ville forekomme ved udgangen). I rigtige PN-kredsløb vælges afskæringsfrekvensen for OS-kredsløbet i størrelsesordenen 200-10000 Hz.

Trigger og output kontrol logik- Med en forsyningsspænding på mindst 7V, hvis savspændingen ved generatoren er større end ved DT-styreindgangen, og hvis savspændingen er større end ved nogen af ​​fejlforstærkerne (under hensyntagen til de indbyggede tærskler og offsets) - kredsløbsoutput er tilladt. Når generatoren nulstilles fra maksimum til nul, slukkes udgangene. En trigger med parafaseudgang deler frekvensen i to. Med logisk 0 ved indgang 13 (udgangstilstand) kombineres triggerfaserne af OR og forsynes samtidigt til begge udgange; med logisk 1 forsynes de i fase til hver udgang separat.

Udgangstransistorer- npn Darlingtons med indbygget termisk beskyttelse (men uden strømbeskyttelse). Således er det mindste spændingsfald mellem solfangeren (normalt lukket til den positive bus) og emitteren (ved belastningen) 1,5 V (typisk ved 200 mA), og i et kredsløb med en fælles emitter er det lidt bedre, 1,1 V typisk. Den maksimale udgangsstrøm (med en åben transistor) er begrænset til 500 mA, den maksimale effekt for hele chippen er 1 W.

2. Funktioner af applikationen

Arbejde på porten til en MIS-transistor. Output repeatere

Ved drift på en kapacitiv belastning, som konventionelt er porten til en MIS-transistor, tændes TL494-udgangstransistorerne af en emitterfølger. Når den gennemsnitlige strøm er begrænset til 200 mA, er kredsløbet i stand til hurtigt at oplade porten, men det er umuligt at aflade den med transistoren slukket. Afladning af porten ved hjælp af en jordet modstand er også utilfredsstillende langsom. Spændingen over portkapacitansen falder trods alt eksponentielt, og for at slukke for transistoren skal porten aflades fra 10V til ikke mere end 3V. Afladningsstrømmen gennem modstanden vil altid være mindre end ladestrømmen gennem transistoren (og modstanden vil opvarme en del, og stjæle kontaktstrømmen, når den bevæger sig op).

Mulighed A. Afladningskredsløb gennem en ekstern pnp-transistor (lånt fra Shikhmans hjemmeside - se "Jensen forstærker strømforsyning"). Når porten oplades, slukker strømmen, der strømmer gennem dioden, den eksterne PNP-transistor; når IC-udgangen er slukket, slukkes dioden, transistoren åbner og aflader porten til jord. Minus - det virker kun på små belastningskapacitanser (begrænset af strømreserven på IC-udgangstransistoren).

Når du bruger TL598 (med en push-pull udgang), er funktionen af ​​den nederste bit side allerede fastkablet på chippen. Mulighed A er ikke praktisk i dette tilfælde.

Mulighed B. Uafhængig komplementær repeater. Da hovedstrømbelastningen håndteres af en ekstern transistor, er belastningens kapacitet (ladestrøm) praktisk talt ubegrænset. Transistorer og dioder - enhver HF med lav mætningsspænding og Ck og tilstrækkelig strømreserve (1A pr. puls eller mere). For eksempel KT644+646, KT972+973. Repeaterens "jord" skal loddes direkte ved siden af ​​strømafbryderens kilde. Repeatertransistorernes kollektorer skal omgås med en keramisk kapacitans (ikke vist i diagrammet).

Hvilket kredsløb, der skal vælges, afhænger primært af belastningens art (gatekapacitans eller switching charge), driftsfrekvens og tidskrav til pulskanter. Og de (fronterne) skal være så hurtige som muligt, for det er under forbigående processer på MIS-switchen, at de fleste varmetab afgives. Jeg anbefaler at henvende sig til publikationerne i International Rectifier-samlingen for at få en komplet analyse af problemet, men jeg vil begrænse mig til et eksempel.

En kraftig transistor - IRFI1010N - har en total referenceladning på gate Qg = 130 nC. Dette er ikke en lille bedrift, for transistoren har et usædvanligt stort kanalareal for at sikre ekstremt lav kanalmodstand (12 mOhm). Det er de nøgler, der kræves i 12V-konvertere, hvor hver milliohm tæller. For at sikre at kanalen åbner, skal porten forsynes med Vg=+6V i forhold til jord, mens den samlede portladning er Qg(Vg)=60nC. For pålideligt at aflade en port opladet til 10V, er det nødvendigt at opløse Qg(Vg)=90nC.

2. Implementering af strømbeskyttelse, blød start, driftscyklusbegrænsning

Som regel bliver en seriemodstand i belastningskredsløbet bedt om at fungere som strømføler. Men det vil stjæle dyrebare volt og watt ved udgangen af ​​konverteren, og vil kun overvåge belastningskredsløbene, og vil ikke være i stand til at opdage kortslutninger i de primære kredsløb. Løsningen er en induktiv strømsensor i det primære kredsløb.

Selve sensoren (strømtransformatoren) er en ringkeronform i miniatureform (den indvendige diameter skal, ud over sensorviklingen, frit passere ledningen til hovedstrømtransformatorens primærvikling). Vi fører ledningen til transformatorens primære vikling gennem torusen (men ikke kildens "jorde" ledning!). Vi indstiller detektorens stigetidskonstant til omkring 3-10 perioder af klokfrekvensen, henfaldstiden til 10 gange mere, baseret på optokoblerens responsstrøm (ca. 2-10 mA med et spændingsfald på 1,2-1,6 V).

På højre side af diagrammet er der to typiske løsninger til TL494. Rdt1-Rdt2-deleren indstiller den maksimale driftscyklus (minimum hvilefase). For eksempel med Rdt1=4,7kOhm, Rdt2=47kOhm ved udgang 4 er den konstante spænding Udt=450mV, hvilket svarer til en hvilefase på 18..22% (afhængig af IC-serien og driftsfrekvens).

Når strømmen er tændt, aflades Css, og potentialet ved DT-indgangen er lig med Vref (+5V). Css oplades gennem Rss (alias Rdt2), hvilket jævnt sænker potentialet DT til den nedre grænse begrænset af divideren. Dette er en "blød start". Med Css = 47 μF og de angivne modstande åbner kredsløbsudgangene 0,1 s efter tænding og når drifts-duty cycle inden for yderligere 0,3-0,5 s.

I kredsløbet er der ud over Rdt1, Rdt2, Css to lækager - optokoblerens lækstrøm (ikke højere end 10 μA ved høje temperaturer, ca. 0,1-1 μA ved stuetemperatur) og basisstrømmen af ​​IC'en indgangstransistor, der strømmer fra DT-indgangen. For at sikre, at disse strømme ikke påvirker dividerens nøjagtighed væsentligt, vælges Rdt2=Rss ikke højere end 5 kOhm, Rdt1 - ikke højere end 100 kOhm.

Selvfølgelig er valget af en optokobler og et DT-kredsløb til styring ikke grundlæggende. Det er også muligt at bruge en fejlforstærker i komparatortilstand, og at blokere generatorens kapacitans eller modstand (f.eks. med samme optokobler) - men dette er blot en shutdown, ikke en jævn begrænsning.

STYRING AF STRØM SWITCHES PÅ PULS STRØMFORSYNING
MED TL494

ARTIKLEN BLEV UDARBEJDET BASEREDE PÅ BOGEN AF A. V. GOLOVKOV og V. B LYUBITSKY "POWER SUPPLY FOR SYSTEM MODULES OF THE IBM PC-XT/AT TYPE" AF FORLAGSHUSET "LAD&N"

KONTROL IC TL494

I moderne UPS'er bruges specialiserede integrerede kredsløb (IC'er) sædvanligvis til at generere styrespændingen til at skifte strømtransistorer i konverteren.
En ideel kontrol-IC til at sikre normal drift af en UPS i PWM-tilstand bør opfylde de fleste af følgende betingelser:
driftsspænding ikke højere end 40V;
tilstedeværelsen af ​​en meget stabil termisk stabiliseret referencespændingskilde;
tilstedeværelse af en savtandspændingsgenerator
at give mulighed for at synkronisere en programmerbar blød start med et eksternt signal;
tilstedeværelsen af ​​en mismatch signalforstærker med høj common-mode spænding;
tilstedeværelse af en PWM-komparator;
tilstedeværelse af en pulsstyret trigger;
tilstedeværelsen af ​​en to-kanals pre-terminal kaskade med kortslutningsbeskyttelse;
tilstedeværelse af dobbeltpulsundertrykkelseslogik;
tilgængelighed af midler til at korrigere symmetrien af ​​udgangsspændinger;
tilstedeværelsen af ​​strømbegrænsning i en bred vifte af common-mode spændinger, såvel som strømbegrænsning i hver periode med nedlukning i nødtilstand;
tilgængelighed af automatisk kontrol med direkte transmission;
sikring af nedlukning, når forsyningsspændingen falder;
tilvejebringelse af overspændingsbeskyttelse;
sikring af kompatibilitet med TTL/CMOS-logik;
giver fjernbetjening til og fra.

Figur 11. TL494 kontrolchip og dens pinout.

I langt de fleste tilfælde bruges et mikrokredsløb af typen TL494CN fremstillet af TEXAS INSTRUMENT (USA) som et styrekredsløb for den pågældende klasse af skiftende strømforsyninger (fig. 11). Den implementerer de fleste af de funktioner, der er nævnt ovenfor, og er produceret af en række udenlandske virksomheder under forskellige navne. For eksempel producerer SHARP-virksomheden (Japan) IR3M02-mikrokredsløbet, FAIRCHILD-virksomheden (USA) - UA494, SAMSUNG-virksomheden (Korea) - KA7500, FUJITSU-virksomheden (Japan) - MB3759 osv. Alle disse mikrokredsløb er komplette analoger til hjemmets KR1114EU4 mikrokredsløb. Lad os overveje detaljeret designet og driften af ​​denne kontrolchip. Den er specielt designet til at styre strømdelen af ​​UPS'en og indeholder (fig. 12):

Figur 12. Funktionsdiagram af TL494 IC

Rampespændingsgenerator DA6; GPG-frekvensen bestemmes af værdierne af modstanden og kondensatoren forbundet med 5. og 6. ben, og i den betragtede strømforsyningsklasse vælges den til at være cirka 60 kHz;
stabiliseret referencespændingskilde DA5 (Uref=+5,OB) med ekstern udgang (ben 14);
dødzone komparator DA1;
komparator PWM DA2;
spændingsfejlforstærker DA3;
fejlforstærker for strømgrænsesignal DA4;
to udgangstransistorer VT1 og VT2 med åbne kollektorer og emittere;
dynamisk push-pull D-trigger i frekvensdelingstilstand med 2 - DD2;
hjælpelogiske elementer DD1 (2-ELLER), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-ELLER-NOT), DD6 (2-ELLER-NOT), DD7 (IKKE);
konstant spændingskilde med en rating på 0,1BDA7;
DC-kilde med en nominel værdi på 0,7 mA DA8.
Styrekredsløbet vil starte, dvs. sekvenser af impulser vil fremkomme på ben 8 og 11, hvis der tilføres en forsyningsspænding til ben 12, hvis niveau er i området fra +7 til +40 V. Hele sættet af funktionelle enheder inkluderet i TL494 IC kan opdeles ind i digital og den analoge del (digitale og analoge signalveje). Den analoge del omfatter fejlforstærkere DA3, DA4, komparatorer DA1, DA2, savtandspændingsgenerator DA6 samt hjælpekilder DA5, DA7, DA8. Alle andre elementer, inklusive udgangstransistorer, udgør den digitale del (digital sti).

Figur 13. Drift af TL494 IC i nominel tilstand: U3, U4, U5 - spændinger ved ben 3, 4, 5.

Lad os først overveje driften af ​​den digitale vej. Tidsdiagrammer, der forklarer mikrokredsløbets funktion, er vist i fig. 13. Fra timingdiagrammerne er det klart, at tidspunkterne for udseendet af mikrokredsløbets udgangsstyringsimpulser såvel som deres varighed (diagram 12 og 13) bestemmes af udgangstilstanden for det logiske element DD1 (diagram 5) ). Resten af ​​"logikken" udfører kun hjælpefunktionen med at dele udgangsimpulserne fra DD1 i to kanaler. I dette tilfælde bestemmes varigheden af ​​mikrokredsløbets udgangsimpulser af varigheden af ​​den åbne tilstand af dens udgangstransistorer VT1, VT2. Da begge disse transistorer har åbne kollektorer og emittere, kan de forbindes på to måder. Når den tændes i henhold til et kredsløb med en fælles emitter, fjernes udgangsimpulserne fra transistorernes eksterne kollektorbelastninger (fra ben 8 og 11 på mikrokredsløbet), og selve impulserne er rettet nedad fra det positive niveau (det førende kanterne af pulserne er negative). Transistorernes emittere (ben 9 og 10 på mikrokredsløbet) er i dette tilfælde normalt jordet. Når den er tændt i henhold til et kredsløb med en fælles kollektor, er eksterne belastninger forbundet til transistorernes emittere, og udgangsimpulserne, i dette tilfælde rettet af overspændinger (forkanterne af impulserne er positive), fjernes fra emitterne af transistorer VT1, VT2. Samlerne af disse transistorer er forbundet til strømbussen på kontrolchippen (Upom).
Udgangsimpulserne fra de resterende funktionelle enheder, der er en del af den digitale del af TL494-mikrokredsløbet, er rettet opad, uanset kredsløbsdiagrammet for mikrokredsløbet.
DD2-triggeren er en push-pull dynamisk D flip-flop. Princippet for dets funktion er som følger. På den forreste (positive) flanke af udgangsimpulsen fra element DD1 skrives tilstanden af ​​input D på flip-flop DD2 til det interne register. Fysisk betyder det, at den første af de to flip-flops inkluderet i DD2 skiftes. Når impulsen ved udgangen af ​​element DD1 slutter, skiftes den anden flip-flop i DD2 langs den faldende (negative) kant af denne impuls, og tilstanden af ​​DD2 udgangene ændres (information læst fra input D vises ved output Q) . Dette eliminerer muligheden for, at en oplåsningsimpuls optræder i bunden af ​​hver af transistorerne VT1, VT2 to gange i løbet af en periode. Så længe pulsniveauet ved indgang C på trigger DD2 ikke har ændret sig, vil tilstanden af ​​dens udgange ikke ændre sig. Derfor sendes pulsen til udgangen af ​​mikrokredsløbet gennem en af ​​kanalerne, for eksempel den øverste (DD3, DD5, VT1). Når pulsen ved indgang C slutter, skifter trigger DD2, låser den øvre kanal og låser den nedre kanal op (DD4, DD6, VT2). Derfor vil den næste impuls, der ankommer til indgang C og indgange DD5, DD6, blive transmitteret til udgangen af ​​mikrokredsløbet via den nederste kanal. Således skifter hver af udgangsimpulserne fra element DD1 med sin negative flanke udløser DD2 og ændrer derved passagekanalen for den næste impuls. Derfor indikerer referencematerialet for styremikrokredsløbet, at mikrokredsløbets arkitektur giver dobbelt pulsundertrykkelse, dvs. eliminerer forekomsten af ​​to oplåsningsimpulser baseret på den samme transistor pr. periode.
Lad os i detaljer overveje en periode med drift af mikrokredsløbets digitale vej.
Udseendet af en oplåsningsimpuls baseret på udgangstransistoren for den øvre (VT1) eller nedre (VT2) kanal bestemmes af logikken i driften af ​​elementerne DD5, DD6 ("2OR-NOT") og tilstanden af ​​elementerne DD3, DD4 ("2AND"), som igen bestemmes af tilstanden for trigger DD2.
Driftslogikken for 2-ELLER-NOT-elementet er som bekendt, at en højniveauspænding (logisk 1) optræder ved udgangen af ​​et sådant element i det eneste tilfælde, hvor lave spændingsniveauer (logisk 0) er til stede ved begge dets input. For andre mulige kombinationer af indgangssignaler har udgangen af ​​element 2 OR-NOT et lavt spændingsniveau (logisk 0). Derfor, hvis der ved udgangen Q på triggeren DD2 er et logisk 1 (moment ti i diagram 5 i fig. 13), og ved udgangen /Q er der et logisk 0, så ved begge indgange af elementet DD3 (2I) ) vil der være logisk 1, og derfor vil et logisk 1 vises ved udgangen DD3 og derfor ved en af ​​indgangene på element DD5 (2OR-NOT) på den øvre kanal. Derfor, uanset niveauet af signalet, der ankommer til den anden indgang af dette element fra udgangen af ​​element DD1, vil tilstanden af ​​output DD5 være logisk O, og transistoren VT1 vil forblive i den lukkede tilstand. Udgangstilstanden for element DD4 vil være logisk 0, fordi logisk 0 er til stede ved en af ​​indgangene på DD4, der kommer der fra /Q-udgangen på flip-flop DD2. Logisk 0 fra udgangen af ​​element DD4 tilføres til en af ​​indgangene på element DD6 og gør det muligt for en impuls at passere gennem den nederste kanal. Denne impuls med positiv polaritet (logisk 1) vil fremkomme ved udgangen af ​​DD6 og derfor ved bunden af ​​VT2 under pausen mellem udgangsimpulserne fra element DD1 (dvs. i det tidsrum, hvor der er et logisk 0 ved udgangen af ​​DD1 - interval trt2 i diagram 5, fig. 13). Derfor åbner transistor VT2, og en puls vises på dens kollektor, som udstøder den nedad fra det positive niveau (hvis forbundet i henhold til et kredsløb med en fælles emitter).
Begyndelsen af ​​den næste udgangsimpuls for element DD1 (moment t2 i diagram 5 i fig. 13) vil ikke ændre tilstanden af ​​elementerne i mikrokredsløbets digitale vej, med undtagelse af element DD6, ved hvis udgang en logisk 0 vises, og derfor vil transistor VT2 lukke. Fuldførelsen af ​​udgangsimpulsen DD1 (moment ta) vil forårsage en ændring i tilstanden af ​​udgangene fra triggeren DD2 til det modsatte (logisk 0 - ved udgang Q, logisk 1 - ved udgang /Q). Derfor vil tilstanden af ​​udgangene af elementerne DD3, DD4 ændre sig (ved udgangen af ​​DD3 - logisk 0, ved udgangen af ​​DD4 - logisk 1). Pausen, der begyndte i øjeblikket!3 ved udgangen af ​​element DD1, vil gøre det muligt at åbne transistor VT1 i den øvre kanal. Logisk 0 ved udgangen af ​​element DD3 vil "bekræfte" denne mulighed, hvilket gør den til det virkelige udseende af en oplåsningsimpuls baseret på transistor VT1. Denne impuls varer indtil moment U, hvorefter VT1 lukker og processerne gentages.
Således er hovedideen med driften af ​​mikrokredsløbets digitale vej, at varigheden af ​​udgangsimpulsen ved ben 8 og 11 (eller ved ben 9 og 10) bestemmes af varigheden af ​​pausen mellem udgangsimpulser fra DD1-elementet. Elementerne DD3, DD4 bestemmer kanalen for passage af en puls ved hjælp af et lavniveausignal, hvis udseende skifter ved udgangene Q og /Q på triggeren DD2, styret af det samme element DD1. Elementerne DD5, DD6 er matchende kredsløb på lavt niveau.
For at fuldføre beskrivelsen af ​​mikrokredsløbets funktionalitet skal der bemærkes en mere vigtig funktion. Som det kan ses af funktionsdiagrammet i figuren, kombineres indgangene af elementerne DD3, DD4 og udsendes til pin 13 på mikrokredsløbet. Derfor, hvis logisk 1 anvendes på ben 13, så vil elementerne DD3, DD4 fungere som repeatere af information fra output Q og /Q på trigger DD2. I dette tilfælde vil elementerne DD5, DD6 og transistorerne VT1, VT2 skifte med et faseskift på en halv periode, hvilket sikrer driften af ​​strømdelen af ​​UPS'en, bygget i henhold til et push-pull halvbro-kredsløb. Hvis logisk 0 påføres ben 13, så vil elementerne DD3, DD4 blive blokeret, dvs. tilstanden af ​​udgangene af disse elementer vil ikke ændre sig (konstant logisk 0). Derfor vil udgangsimpulserne fra element DD1 påvirke elementerne DD5, DD6 på samme måde. Elementerne DD5, DD6 og derfor udgangstransistorerne VT1, VT2 vil skifte uden faseforskydning (samtidigt). Denne funktionsmåde for kontrolmikrokredsløbet bruges, hvis strømdelen af ​​UPS'en er lavet i henhold til et enkeltcykluskredsløb. I dette tilfælde kombineres kollektorerne og emitterne af begge udgangstransistorer i mikrokredsløbet med det formål at øge effekten.
Udgangsspændingen bruges som en "hård" logisk enhed i push-pull kredsløb
intern kilde for chippen Uref (pin 13 på chippen er kombineret med pin 14).
Lad os nu se på driften af ​​mikrokredsløbets analoge kredsløb.
DD1-udgangens tilstand bestemmes af udgangssignalet fra PWM-komparatoren DA2 (diagram 4), der leveres til en af ​​DD1-indgangene. Udgangssignalet fra komparatoren DA1 (diagram 2), der leveres til den anden indgang på DD1, påvirker ikke tilstanden af ​​DD1-udgangen i normal drift, som bestemmes af de bredere udgangsimpulser fra PWM-komparatoren DA2.
Ud fra diagrammerne i fig. 13 er det desuden klart, at når spændingsniveauet ændres ved den ikke-inverterende indgang på PWM-komparatoren (diagram 3), vil bredden af ​​udgangsimpulserne fra mikrokredsløbet (diagram 12, 13) ændre sig forholdsmæssigt. I normal drift bestemmes spændingsniveauet ved den ikke-inverterende indgang på PWM-komparatoren DA2 kun af udgangsspændingen fra fejlforstærkeren DA3 (da den overstiger udgangsspændingen for DA4-forstærkeren), hvilket afhænger af niveauet af feedbacksignal ved dets ikke-inverterende indgang (ben 1 på mikrokredsløbet). Derfor, når et tilbagekoblingssignal påføres ben 1 på mikrokredsløbet, vil bredden af ​​udgangsstyringsimpulserne ændre sig proportionalt med ændringen i niveauet af dette feedbacksignal, som igen ændres i forhold til ændringer i niveauet af UPS-udgangsspændingen, fordi Feedback kommer derfra.
Tidsintervallerne mellem udgangsimpulser ved ben 8 og 11 på mikrokredsløbet, når begge udgangstransistorer VT1 og VT2 er lukkede, kaldes "døde zoner".
Komparator DA1 kaldes en "død zone" komparator, fordi den bestemmer dens mindst mulige varighed. Lad os forklare dette mere detaljeret.
Af timing-diagrammerne i fig. 13 følger det, at hvis bredden af ​​udgangsimpulserne fra PWM-komparatoren DA2 af en eller anden grund falder, vil udgangsimpulserne fra komparatoren DA1 blive bredere end fra en vis bredde af disse impulser. outputimpulser fra PWM-komparatoren DA2 og begynder at bestemme udgangstilstanden for det logiske element DD1, og derfor. bredden af ​​mikrokredsløbets udgangsimpulser. Med andre ord begrænser komparator DA1 bredden af ​​mikrokredsløbets udgangsimpulser til et bestemt maksimalt niveau. Begrænsningsniveauet bestemmes af potentialet ved den ikke-inverterende indgang på komparator DA1 (ben 4 på mikrokredsløbet) i stabil tilstand. På den anden side vil potentialet ved ben 4 imidlertid bestemme breddejusteringsområdet for mikrokredsløbets udgangsimpulser. Når potentialet ved ben 4 øges, indsnævres dette område. Det bredeste justeringsområde opnås, når potentialet ved ben 4 er 0.
Men i dette tilfælde er der en fare forbundet med det faktum, at bredden af ​​den "døde zone" kan blive lig med 0 (for eksempel i tilfælde af en betydelig stigning i den strøm, der forbruges fra UPS'en). Det betyder, at styreimpulserne ved ben 8 og 11 på mikrokredsløbet vil følge direkte efter hinanden. Derfor kan der opstå en situation kendt som et "rack-nedbrud". Det forklares med inertien af ​​inverterens effekttransistorer, som ikke kan åbne og lukke øjeblikkeligt. Derfor, hvis du samtidig anvender et låsesignal til bunden af ​​en tidligere åbnet transistor og et oplåsningssignal til bunden af ​​en lukket transistor (dvs. med en nul "død zone"), så vil du få en situation, hvor en transistor er endnu ikke lukket, og den anden er allerede åben. Derefter opstår et sammenbrud langs halvbroens transistorstativ, som består i strømmen af ​​gennemgående strøm gennem begge transistorer. Denne strøm, som det kan ses af diagrammet i fig. 5, omgår krafttransformatorens primære vikling og er praktisk talt ubegrænset. Nuværende beskyttelse virker ikke i dette tilfælde, fordi strøm løber ikke gennem strømsensoren (ikke vist i diagrammet; design og funktionsprincip for de anvendte strømsensorer vil blive diskuteret detaljeret i efterfølgende afsnit), hvilket betyder, at denne sensor ikke kan udsende et signal til styrekredsløbet. Derfor når gennemstrømmen en meget stor værdi på meget kort tid. Dette fører til en kraftig stigning i den frigivne effekt på begge effekttransistorer og næsten øjeblikkelig fejl (normalt sammenbrud). Desuden kan dioderne på effektensretterbroen blive beskadiget ved en indstrømning af gennemstrøm. Denne proces slutter med udblæsning af netværkssikringen, som på grund af sin inerti ikke har tid til at beskytte kredsløbselementerne, men kun beskytter det primære netværk mod overbelastning.
Derfor styrespændingen; tilført til krafttransistorernes baser skal være udformet på en sådan måde, at først en af ​​disse transistorer lukkes pålideligt, og først derefter åbnes den anden. Med andre ord, mellem de styreimpulser, der tilføres effekttransistorernes baser, skal der være en tidsforskydning, der ikke er lig med nul ("død zone"). Den mindste tilladte varighed af den "døde zone" bestemmes af inertien af ​​de transistorer, der bruges som strømafbrydere.
Mikrokredsløbets arkitektur giver dig mulighed for at justere minimumsvarigheden af ​​den "døde zone" ved hjælp af potentialet ved ben 4 på mikrokredsløbet. Dette potentiale indstilles ved hjælp af en ekstern divider forbundet til udgangsspændingsbussen på Uref-mikrokredsløbets interne referencekilde.
Nogle UPS-versioner har ikke sådan en skillevæg. Det betyder, at efter softstart-processen er afsluttet (se nedenfor), bliver potentialet ved pin 4 på mikrokredsløbet lig med 0. I disse tilfælde vil den mindst mulige varighed af "dødzonen" stadig ikke blive lig med 0, men vil blive bestemt af den interne spændingskilde DA7 (0, 1B), som er forbundet til den ikke-inverterende indgang på komparatoren DA1 med dens positive pol, og til pin 4 på mikrokredsløbet med dens negative pol. Takket være medtagelsen af ​​denne kilde kan bredden af ​​udgangsimpulsen fra komparatoren DA1 og derfor bredden af ​​den "døde zone" under ingen omstændigheder blive lig med 0, hvilket betyder, at "sammenbrud langs stativet" vil være grundlæggende umuligt. Med andre ord inkluderer mikrokredsløbets arkitektur en begrænsning af den maksimale varighed af dens udgangsimpuls (minimumsvarigheden af ​​den "døde zone"). Hvis der er en divider forbundet med ben 4 på mikrokredsløbet, så efter en blød start er potentialet for denne ben ikke lig med 0, derfor bestemmes bredden af ​​udgangsimpulserne fra komparatoren DA1 ikke kun af den interne kilde DA7, men også af restpotentialet (efter afslutningen af ​​blødstartprocessen) ved ben 4. Men samtidig, som nævnt ovenfor, indsnævres det dynamiske område af breddejusteringen af ​​PWM-komparatoren DA2.

STARTDIAGRAM

Startkredsløbet er designet til at opnå spænding, der kan bruges til at forsyne kontrolmikrokredsløbet for at starte det efter at have tændt for IVP til forsyningsnetværket. Derfor betyder opstart først opstart af kontrolmikrokredsløbet, uden hvilken den normale drift af strømsektionen og hele UPS-kredsløbet som helhed er umulig.
Startkredsløbet kan konstrueres på to forskellige måder:
med selvophidselse;
med tvungen stimulering.
Et selv-exciteret kredsløb bruges for eksempel i GT-150W UPS (fig. 14). Den ensrettede netværksspænding Uep leveres til den resistive divider R5, R3, R6, R4, som er basen for begge power key transistorer Q1, Q2. Derfor, gennem transistorerne, under påvirkning af den samlede spænding på kondensatorerne C5, C6 (Uep), begynder en basisstrøm at strømme gennem kredsløbet (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6 -e Q2 - den "fælles ledning" på den primære side - (-)C6.
Begge transistorer åbnes lidt af denne strøm. Som et resultat begynder strømme i indbyrdes modsatte retninger at strømme gennem kollektor-emittersektionerne af begge transistorer langs kredsløbene:
gennem Q1: (+)C5 - +310 V bus - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
gennem Q2: (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - "fælles ledning" på primærsiden - (-)C6.

Figur 14. Selvophidsende opstartsdiagram af GT-150W UPS.

Hvis begge strømme, der strømmer gennem de yderligere (startende) drejninger 5-6 T1 i modsatte retninger, var ens, ville den resulterende strøm være 0, og kredsløbet ville ikke være i stand til at starte.
Men på grund af den teknologiske spredning af de nuværende forstærkningsfaktorer for transistorer Q1, Q2 er den ene af disse strømme altid større end den anden, fordi transistorer er lidt åbne i varierende grad. Derfor er den resulterende strøm gennem sving 5-6 T1 ikke lig med 0 og har en eller anden retning. Lad os antage, at strømmen gennem transistoren Q1 dominerer (det vil sige, Q1 er mere åben end Q2), og derfor løber strømmen i retningen fra ben 5 til pin 6 på T1. Yderligere ræsonnement er baseret på denne antagelse.
Retfærdigvis skal det dog bemærkes, at strømmen gennem transistoren Q2 også kan være fremherskende, og så vil alle de processer, der er beskrevet nedenfor, relatere sig til transistoren Q2.
Strømstrømmen gennem drejninger 5-6 af T1 forårsager udseendet af en EMF af gensidig induktion på alle viklinger af styretransformatoren T1. I dette tilfælde forekommer (+) EMF ved ben 4 i forhold til ben 5, og en yderligere strøm løber ind i basen Q1 under påvirkning af denne EMF, der åbner den lidt gennem kredsløbet: 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3 Q1 - 5 T1.
Samtidig vises (-) EMF ved ben 7 på T1 i forhold til ben 8, dvs. polariteten af ​​denne EMF viser sig at være blokerende for Q2, og den lukker. Dernæst kommer positiv feedback (POF) i spil. Dens effekt er, at når strømmen stiger gennem kollektor-emitter-sektionen Q1 og drejer 5-6 T1, virker en stigende EMF på viklingen 4-5 T1, som, hvilket skaber en ekstra basisstrøm for Q1, åbner den i endnu større grad . Denne proces udvikler sig som en lavine (meget hurtigt) og fører til fuldstændig åbning af Q1 og låsning af Q2. En lineært stigende strøm begynder at strømme gennem den åbne Q1 og den primære vikling 1-2 af effektimpulstransformatoren T2, hvilket forårsager fremkomsten af ​​en EMF-impuls af gensidig induktion på alle viklinger af T2. En impuls fra vikling 7-5 T2 oplader lagerkapacitet C22. Der vises en spænding ved C22, som tilføres som en forsyning til ben 12 på TL494 type kontrolchip IC1 og til matchende trin. Mikrokredsløbet starter op og genererer rektangulære impulssekvenser ved dets ben 11, 8, med hvilke strømafbryderne Q1, Q2 begynder at skifte gennem tilpasningstrinnet (Q3, Q4, T1). Impuls-EMK af det nominelle niveau vises på alle viklinger af krafttransformator T2. I dette tilfælde føder EMF fra viklingerne 3-5 og 7-5 konstant C22 og opretholder et konstant spændingsniveau på den (ca. +27V). Med andre ord begynder mikrokredsløbet at drive sig selv gennem feedbackringen (selvfødende). Enheden går i driftstilstand. Forsyningsspændingen af ​​mikrokredsløbet og matchende trin er hjælpe, virker kun inde i blokken og kaldes normalt Upom.
Dette kredsløb kan have nogle variationer, såsom i LPS-02-150XT-switchende strømforsyning (fremstillet i Taiwan) til Mazovia SM1914-computeren (fig. 15). I dette kredsløb opnås den indledende impuls til udviklingen af ​​opstartsprocessen ved hjælp af en separat halvbølge-ensretter D1, C7, som driver den grundlæggende modstandsdeler for strømafbrydere i den første positive halvcyklus af netværket. Dette fremskynder opstartsprocessen, fordi... den indledende oplåsning af en af ​​nøglerne sker parallelt med opladningen af ​​højkapacitets udjævningskondensatorer. Ellers fungerer ordningen på samme måde som den, der er diskuteret ovenfor.

Figur 15. Selv-exciteret startkredsløb i LPS-02-150XT skiftende strømforsyning

Dette skema bruges for eksempel i PS-200B UPS fra LING YIN GROUP (Taiwan).
Primærviklingen på den specielle starttransformator T1 tændes ved halvdelen af ​​netspændingen (ved en nominel værdi på 220V) eller ved fuld spænding (ved en nominel værdi på 110V). Dette gøres af årsager, således at amplituden af ​​vekselspændingen på sekundærviklingen T1 ikke afhænger af forsyningsnettets rating. Når UPS'en er tændt, løber vekselstrøm gennem den primære vikling T1. Derfor induceres en vekslende sinusformet EMF med frekvensen af ​​forsyningsnettet på sekundærviklingen 3-4 T1. Strømmen, der flyder under påvirkning af denne EMF, korrigeres af et specielt brokredsløb på dioder D3-D6 og udjævnes af kondensator C26. En konstant spænding på ca. 10-11V frigives ved C26, som tilføres som forsyning til ben 12 på TL494-type kontrolmikrokredsløb U1 og til matchningstrinnet. Parallelt med denne proces oplades anti-aliasing-filterets kondensatorer. Derfor, når der tilføres strøm til mikrokredsløbet, er effekttrinnet også aktiveret. Mikrokredsløbet starter op og begynder at generere sekvenser af rektangulære impulser ved sine ben 8, 11, med hvilke strømafbryderne begynder at skifte gennem matchningstrinnet. Som følge heraf vises blokkens udgangsspændinger. Efter at have gået ind i selvfødende tilstand, forsynes mikrokredsløbet fra +12V udgangsspændingsbussen gennem afkoblingsdioden D8. Da denne selvfødende spænding er lidt højere end udgangsspændingen af ​​ensretteren D3-D5, er dioderne på denne startensretter låst, og det påvirker ikke efterfølgende driften af ​​kredsløbet.
Behovet for feedback via diode D8 er valgfrit. I nogle UPS-kredsløb, der bruger tvungen excitation, er der ingen sådan forbindelse. Styremikrokredsløbet og matchende trin forsynes fra udgangen af ​​startensretteren under hele driftstiden. Imidlertid er ripple-niveauet på Upom-bussen i dette tilfælde lidt højere end i tilfældet med strømforsyning til mikrokredsløbet fra +12V udgangsspændingsbussen.
For at opsummere beskrivelsen af ​​lanceringsordninger kan vi bemærke hovedtrækkene i deres konstruktion. I et selv-exciteret kredsløb skiftes effekttransistorerne indledningsvis, hvilket resulterer i fremkomsten af ​​en forsyningsspænding til Upom-chippen. I et kredsløb med tvungen excitation opnås først Upom, og som et resultat skiftes effekttransistorer. Derudover er Upom-spændingen i selv-exciterede kredsløb normalt omkring +26V, og i forceret-exciterede kredsløb er den normalt omkring +12V.
Et kredsløb med tvungen excitation (med en separat transformer) er vist i fig. 16.

Figur 16. Opstartskredsløb med tvungen excitation af PS-200B-switchende strømforsyning (LING YIN GROUP).

TILPASENDE KASKADE AF PULSE STRØMFORSYNING

Et matchende trin bruges til at matche og afkoble højeffektudgangstrinnet fra laveffektkontrolkredsløb.
Praktiske skemaer til at konstruere en matchende kaskade i forskellige UPS'er kan opdeles i to hovedmuligheder:
transistorversion, hvor eksterne diskrete transistorer bruges som switche;
transistorløs version, hvor udgangstransistorerne på selve styrechippen VT1, VT2 (i integreret version) bruges som nøgler.
Derudover er en anden funktion, hvormed matchende trin kan klassificeres, metoden til at styre effekttransistorerne i en halvbro-inverter. Baseret på denne funktion kan alle matchende kaskader opdeles i:
kaskader med fælles styring, hvor begge effekttransistorer styres ved hjælp af en fælles styretransformator, som har en primær og to sekundærviklinger;
kaskader med separat styring, hvor hver af effekttransistorerne styres ved hjælp af en separat transformer, dvs. Der er to styretransformatorer i matchningsfasen.
Baseret på begge klassifikationer kan den matchende kaskade udføres på en af ​​fire måder:
transistor med generel kontrol;
transistor med separat kontrol;
transistorløs med generel kontrol;
transistorløs med separat styring.
Transistortrin med separat styring bruges sjældent eller bruges slet ikke. Forfatterne havde ikke mulighed for at støde på en sådan udførelsesform af den matchende kaskade. De resterende tre muligheder er mere eller mindre almindelige.
I alle varianter udføres kommunikation med effekttrinnet ved hjælp af en transformatormetode.
I dette tilfælde udfører transformeren to hovedfunktioner: forstærkning af styresignalet med hensyn til strøm (på grund af dæmpning i spænding) og galvanisk isolation. Galvanisk isolering er nødvendig, fordi kontrolchippen og matchende trin er på den sekundære side, og effekttrinnet er på den primære side af UPS'en.
Lad os overveje driften af ​​hver af de nævnte matchende kaskademuligheder ved hjælp af specifikke eksempler.
I et transistorkredsløb med fælles styring anvendes en push-pull transformator foreffektforstærker på transistorerne Q3 og Q4 som et matchende trin (fig. 17).

Figur 17. Tilpasningstrin for KYP-150W-switchende strømforsyning (transistorkredsløb med fælles kontrol).

Figur 18. Real form af pulser på opsamlerne

Strømmene gennem dioderne D7 og D9, der strømmer under påvirkning af den magnetiske energi, der er lagret i DT-kernen, har form af en henfaldende eksponentiel. I DT-kernen, under strømmen af ​​strømme gennem dioderne D7 og D9, virker en skiftende (faldende) magnetisk flux, hvilket forårsager udseendet af EMF-impulser på dens sekundære viklinger.
Diode D8 eliminerer indflydelsen fra matchningstrinnet på kontrolchippen gennem den fælles strømbus.
En anden type transistortilpasningstrin med generel styring bruges i ESAN ESP-1003R-switchende strømforsyning (fig. 19). Det første træk ved denne mulighed er, at udgangstransistorerne VT1, VT2 på mikrokredsløbet er inkluderet som emitterfølgere. Udgangssignaler fjernes fra ben 9 og 10 på mikrokredsløbet. Modstande R17, R16 og R15, R14 er emitterbelastninger af henholdsvis transistorer VT1 og VT2. Disse samme modstande danner de grundlæggende dividers for transistorer Q3, Q4, som fungerer i switch mode. Kapacitanser C13 og C12 tvinger og hjælper med at fremskynde koblingsprocesserne for transistorer Q3, Q4. Det andet karakteristiske træk ved denne kaskade er, at den primære vikling af styretransformatoren DT ikke har nogen udgang fra midtpunktet og er forbundet mellem kollektorerne på transistorerne Q3, Q4. Når udgangstransistoren VT1 på kontrolchippen åbner, aktiveres divideren R17, R16, som er basen for transistoren Q3, med spænding Upom. Derfor løber strømmen gennem kontrolforbindelsen Q3, og den åbner. Accelerationen af ​​denne proces lettes af forceringskapacitansen C13, som forsyner Q3-basen med en oplåsningsstrøm, der er 2-2,5 gange højere end den etablerede værdi. Resultatet af åbningen af ​​Q3 er, at primærviklingen 1-2 DT er forbundet med huset med dens ben 1. Da den anden transistor Q4 er låst, begynder en stigende strøm at strømme gennem primærviklingen DT langs kredsløbet: Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - hus.

Figur 19. Matchende trin for skiftende strømforsyning ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (transistorkredsløb med fælles kontrol).

Rektangulære EMF-impulser vises på sekundærviklingerne 3-4 og 5-6 DT. Vikleretningen af ​​DT sekundærviklingerne er anderledes. Derfor vil en af ​​effekttransistorerne (ikke vist i diagrammet) modtage en åbningsimpuls, og den anden vil modtage en lukkeimpuls. Når VT1 på kontrolchippen lukker skarpt, lukker Q3 også skarpt efter den. Accelerationen af ​​lukkeprocessen lettes af forceringskapacitansen C13, hvorfra spændingen påføres basis-emitterforbindelsen Q3 i lukkepolariteten. Så varer den "døde zone", når begge udgangstransistorer på mikrokredsløbet er lukket. Dernæst åbner udgangstransistoren VT2, hvilket betyder, at deleren R15, R14, som er basen for den anden transistor Q4, drives af spændingen Upom. Derfor åbner Q4, og den primære vikling 1-2 DT er forbundet med huset i dens anden ende (ben 2), så en stigende strøm begynder at strømme gennem den i modsat retning af det forrige tilfælde langs kredsløbet: Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "ramme".
Derfor ændres polariteten af ​​pulserne på de sekundære viklinger af DT, og den anden effekttransistor vil modtage åbningsimpulsen, og en puls med lukkepolaritet vil virke på basis af den første. Når VT2 på kontrolchippen lukker skarpt, lukker Q4 også skarpt efter den (ved hjælp af forceringskapacitansen C12). Derefter fortsætter "dødzonen" igen, hvorefter processerne gentages.
Hovedideen bag driften af ​​denne kaskade er således, at en vekslende magnetisk flux i DT-kernen kan opnås på grund af det faktum, at primærviklingen DT er forbundet med huset i den ene eller den anden ende. Derfor løber vekselstrøm gennem den uden en direkte komponent med en unipolær forsyning.
I transistorløse versioner af UPS'ens matchende trin bruges udgangstransistorer VT1, VT2 fra kontrolmikrokredsløbet som transistorer af matchende trin, som nævnt tidligere. I dette tilfælde er der ingen diskrete matchende trintransistorer.
Et transistorløst kredsløb med generel styring anvendes f.eks. i PS-200V UPS-kredsløbet. Udgangstransistorerne på mikrokredsløbet VT1, VT2 belastes langs kollektorerne af transformatorens DT primære halvviklinger (fig. 20). Strøm leveres til midtpunktet af primærviklingen DT.

Figur 20. Matchende trin for PS-200B-switchende strømforsyning (transistorløst kredsløb med fælles kontrol).

Når transistor VT1 åbner, løber en stigende strøm gennem denne transistor og halvvikling 1-2 af styretransformatoren DT. Styreimpulser vises på DT's sekundære viklinger med en sådan polaritet, at en af ​​invertereffekttransistorerne åbner, og den anden lukker. Ved slutningen af ​​pulsen lukker VT1 skarpt, strømmen gennem halvvikling 1-2 DT stopper med at flyde, så EMF på sekundærviklingerne DT forsvinder, hvilket fører til lukning af effekttransistorerne. Dernæst varer den "døde zone", når begge udgangstransistorer VT1, VT2 på mikrokredsløbet er lukkede, og der ikke strømmer strøm gennem den primære vikling DT. Dernæst åbner transistor VT2, og strømmen, der stiger over tid, løber gennem denne transistor og halvvinder 2-3 DT. Den magnetiske flux skabt af denne strøm i DT-kernen har den modsatte retning til det foregående tilfælde. Derfor induceres en EMF med polaritet modsat det foregående tilfælde på de sekundære viklinger DT. Som et resultat åbner den anden transistor af halvbro-inverteren, og i bunden af ​​den første har pulsen en polaritet, der lukker den. Når VT2 på kontrolchippen lukker, stopper strømmen gennem den og primærviklingen DT. Derfor forsvinder EMF på sekundærviklingerne DT, og invertereffekttransistorerne lukkes igen. Derefter fortsætter "dødzonen" igen, hvorefter processerne gentages.
Hovedideen med at bygge denne kaskade er, at en vekslende magnetisk flux i styretransformatorens kerne kan opnås ved at levere strøm til midtpunktet af denne transformers primærvikling. Derfor løber strømme gennem halvviklingerne med det samme antal vindinger i forskellige retninger. Når begge udgangstransistorer i mikrokredsløbet er lukkede ("døde zoner"), er den magnetiske flux i kernen DT lig med 0. Alternativ åbning af transistorerne forårsager den skiftende fremkomst af magnetisk flux i den ene eller den anden halvvikling. Den resulterende magnetiske flux i kernen er variabel.
Den sidste af disse varianter (transistorløst kredsløb med separat styring) bruges for eksempel i UPS'en til Appis-computeren (Peru). I dette kredsløb er der to styretransformatorer DT1, DT2, hvis primære halvviklinger er kollektorbelastninger for mikrokredsløbets udgangstransistorer (fig. 21). I denne ordning styres hver af de to strømafbrydere gennem en separat transformer. Strøm leveres til kollektorerne af udgangstransistorerne på mikrokredsløbet fra den fælles Upom-bus gennem midtpunkterne af primærviklingerne af styretransformatorerne DT1, DT2.
Dioder D9, D10 med de tilsvarende dele af primærviklingerne DT1, DT2 danner kerneafmagnetiseringskredsløb. Lad os se på dette spørgsmål mere detaljeret.

Figur 21. Matchende trin for "Appis"-switchende strømforsyning (transistorløst kredsløb med separat styring).

Tilpasningstrinnet (fig. 21) er i det væsentlige to uafhængige enkelt-endede forlænskonvertere, fordi åbningsstrømmen løber ind i bunden af ​​effekttransistoren under den åbne tilstand af matchende transistoren, dvs. den matchende transistor og effekttransistoren forbundet til den gennem en transformer er åbne samtidigt. I dette tilfælde arbejder begge pulstransformatorer DT1, DT2 med en konstant komponent af primærviklingsstrømmen, dvs. med tvungen magnetisering. Hvis der ikke træffes særlige foranstaltninger for at afmagnetisere kernerne, vil de gå ind i magnetisk mætning over flere driftsperioder af konverteren, hvilket vil føre til et betydeligt fald i induktansen af ​​primærviklingerne og svigt af skiftetransistorerne VT1, VT2. Lad os overveje de processer, der forekommer i konverteren på transistoren VT1 og transformeren DT1. Når transistor VT1 åbner, løber en lineært stigende strøm gennem den og primærviklingen 1-2 DT1 langs kredsløbet: Upom -2-1 DT1 - kredsløb VT1 - "tilfælde".
Når oplåsningsimpulsen i bunden af ​​VT1 slutter, lukker den brat. Strømmen gennem vikling 1-2 DT1 stopper. EMF'en på den afmagnetiserende vikling 2-3 DT1 ændrer dog polaritet, og den afmagnetiserende kerne DT1-strømmen løber gennem denne vikling og diode D10 gennem kredsløbet: 2 DT1 - Upom - C9 - "body" - D10-3DT1.
Denne strøm er lineært aftagende, dvs. den afledte af den magnetiske flux gennem kernen DT1 skifter fortegn, og kernen afmagnetiseres. Under denne omvendte cyklus returneres den overskydende energi, der er lagret i kernen DT1 under den åbne tilstand af transistoren VT1, til kilden (lagerkondensator C9 i Upom-bussen genoplades).
Denne mulighed for at implementere den matchende kaskade er dog den mindst at foretrække, fordi begge transformere DT1, DT2 arbejder med underudnyttelse i induktion og med en konstant komponent af primærviklingsstrømmen. Magnetiseringsreverseringen af ​​kerner DT1, DT2 sker i en privat cyklus, der kun dækker positive induktionsværdier. På grund af dette viser magnetiske fluxer i kernerne sig at være pulserende, dvs. indeholder en konstant komponent. Dette fører til øgede vægt- og størrelsesparametre for transformatorerne DT1, DT2, og derudover, sammenlignet med andre matchende kaskademuligheder, kræves to transformere her i stedet for én.

GRUNDLÆGGENDE PARAMETRE FOR STRØMFORSYNING TIL IBM		Hovedparametrene for at skifte strømforsyning tages i betragtning, stikkontakten er givet, princippet om drift på netspænding er 110 og 220 volt,
		TL494-mikrokredsløbet, omskifterkredsløbet og anvendelsestilfælde til styring af strømafbrydere på skiftende strømforsyninger er beskrevet i detaljer.
HÅNDTERING AF STRØMFNAPPE PÅ EN STRØMFORSYNING VED HJÆLP AF TL494		De vigtigste metoder til styring af de grundlæggende kredsløb af effekttransistorer ved omskiftning af strømforsyninger og muligheder for at konstruere sekundære strømensrettere er beskrevet.		En komplet beskrivelse af kredsløbsdiagrammet og dets drift af en skiftende strømforsyning

Dragons" Lord (2005)

Opgave: Byg en brugervenlig, maksimalt alsidig rektangulær impulsgenerator. En forudsætning er at sikre, at signalets for- og bagkant er så stejle som muligt. Det er også ønskeligt at dække det bredest mulige område af frekvenser og driftscyklusser. Ifølge opgaven blev der gennem fælles indsats fra deltagerne i “site”-projektet født en ordning, som du inviteres til at sætte dig ind i nedenfor.

Skematisk diagram og grafik:

Billeder af den færdige generator: I processen med at arbejde med denne generator blev den med jævne mellemrum forbedret, og kredsløbsvurderingerne blev forfinet. Generatoren har i forbindelse hermed gennemgået to opgraderinger. Lad os præsentere alle versioner af generatoren i rækkefølge. Den første version, der blev samlet med det samme, blev kendetegnet ved, at den ikke havde en strømkilde "ombord".

Under driften viste det sig, at så stor en kondensator ikke var nødvendig. Kondensatorerne blev installeret direkte på generatorkortet sammen med en spændingsstabilisator. En transformer og en strømafbryder er integreret på en fælles base.

For nylig, for at udvide det tilgængelige udvalg af frekvenser, blev der foretaget en anden opgradering, og en ekstra switch blev integreret i kredsløbet for hurtigt at ændre kondensatoren i tidskæden, hvilket vil blive diskuteret mere detaljeret nedenfor.

Version 3.0. (2009) blev det tilgængelige frekvensområde udvidet

Beskrivelse af kredsløbet: TL494-mikrokredsløbet kan fungere både i enkelt-cyklus-tilstand (sådan er det vist i diagrammet ovenfor) og i push-pull-tilstand, og arbejder på to belastninger skiftevis. Jeg vil fortælle dig nedenfor, hvordan du konverterer kredsløbet til et push-pull-kredsløb, men lad os nu se på et enkelttaktskredsløb.

Et enkeltcykluskredsløb er primært kendetegnet ved, at vi kan ændre signalets arbejdscyklus fra nul til 100 % (kanalen er altid åben). Driftscyklusindstillingskæden er placeret på mikrokredsløbets 2. ben. Prøv at opretholde de angivne værdier: 20K - trimningsmodstand og 12K begrænsning. Kondensatoren mellem 2. og 4. ben af ​​mikrokredsløbet er 0,1 µF.

Frekvensområdet reguleres af to elementer: for det første af en kæde af modstande på det 6. ben af ​​mikrokredsløbet, og for det andet af kondensatorkapaciteten på det 5. ben. Vi installerer modstande: 330K - tuning og 2,2K konstant. Dernæst skal du se på grafen, som jeg gav i begyndelsen. Vi begrænsede graferne vandret til modstandsværdier. Venstre og højre. For en kondensator på det 5. ben med en kapacitet på 1000 pF = 1 nF = 0,001 μF (øverste lige linje på grafen), er det resulterende frekvensområde fra 4 KHz til grænsen for mikrokredsløbet (i virkeligheden er det 150. 200 KHz, men potentielt op til 470 KHz, selvom sådanne frekvenser ikke opnås ved hjælp af de samme metoder). I den sidste opgradering af generatoren blev der indført en switch i kredsløbet, der erstattede timing-kondensatoren på det 5. ben af ​​mikrokredsløbet fra en nominel værdi på 1000 pF til en anden med en nominel værdi på 100 nF = 0,1 µF, hvilket gør det muligt at dække det nedre frekvensområde (den anden lige linje fra bunden i grafen). Det andet område er som følger: fra 40Hz til 5KHz. Som et resultat fik vi en generator, der dækker området fra 40Hz til 200KHz.

Nu et par ord om udgangstrinnet, som vi kontrollerer. Som nøgle kan du bruge en af ​​de tre taster (felteffekttransistorer), afhængigt af de nødvendige parametre på belastningen. Her er de: IRF540 (28A, 100V), IRF640 (18A, 200V) og IRF840 (8A, 500V). Benene på alle tre er nummereret ens. For en skarpere bagkant, brug KT6115A transistoren. Denne transistors rolle er kraftigt at reducere feltomskifterens gatepotentiale til minus. En diode og en 1K modstand bruges til at forbinde denne ekstra transistor (driver). 10 ohm modstanden på porten eliminerer direkte mulig højfrekvent ringning. For at bekæmpe ringmærkning anbefaler jeg også at sætte en lille ferritring på boltfoden af ​​feltpistolen.

Om nødvendigt kan kredsløbet omdannes til et push-pull en og skiftevis pumpe to belastninger. De vigtigste forskelle i push-pull-tilstanden er for det første en reduktion af udgangsfrekvensen på hver kanal med halvdelen af ​​den beregnede, og for det andet vil signaldriftscyklussen i hver kanal nu blive justeret fra 0 til 50%. For at skifte kredsløbet til push-pull-tilstand, er det nødvendigt at anvende positiv effekt til mikrokredsløbets 8. ben (som på det 11. ben). Det er også nødvendigt at forbinde det 13. ben med 14 og 15. Tilslut derfor et lignende udgangstrin til udgangen af ​​det 9. ben, som vi ser på mikrokredsløbets 10. ben.

Til sidst bemærker jeg, at TL494-chippen fungerer på et strømforsyningsområde fra 7 til 41V. Du kan ikke levere mindre end 7 volt - den starter simpelthen ikke. For nøgletransistorer af denne type er en forsyning på 9 volt tilstrækkelig. Det er bedre at lave 12V, endnu bedre 15V (det vil åbne hurtigere, det vil sige, at forkanten bliver kortere). Hvis du ikke finder KT6115A, kan du erstatte den med en anden, mindre kraftfuld transistor KT685D (eller et hvilket som helst bogstav). Benene på 685-transistoren, hvis den vender mod dig, er fra venstre mod højre: K, B, E. Jeg ønsker dig vellykkede eksperimenter!

Generatoren er beregnet til laboratorieforskning i udvikling og idriftsættelse af en lang række elektroniske og automationsenheder.

Det, der gør generatoren universel, er dens evne til at fungere i en bred vifte af forsyningsspændinger (7...41V), høj belastningskapacitet (maksimal udgangsstrøm 250...500mA), stabil drift ved frekvenser fra tiendedele af en hertz til flere titusvis af kilohertz, på grund af mikrokredsløbets egenskaber TL494, hvorpå generatoren faktisk er bygget.

Og her er generatorens arbejdslayout

Derudover kan amplituden af ​​udgangsimpulserne være næsten lig med værdien af ​​mikrokredsløbets forsyningsspænding, dvs. op til grænseværdien for forsyningsspændingen for dette mikrokredsløb + 41V (i praktiske design anbefales det dog ikke at bruge grænseværdien for forsyningsspændingen; nogle tilfælde af mikrokredsløb fungerer ikke normalt med spænding over 35V).
Impulsbredde / arbejdscyklusjusteringsområde: 0-50 % / 0-100 %.
Frekvensdriften i forsyningsspændingsområdet er næsten umærkelig, pga Masteroscillatoren til TL494 og dens analoger får strøm fra en indbygget referencespændingskilde.

Ordning

Jeg har samlet flere generatorer på forskellige tidspunkter og til forskellige formål. TL494. Nem montering og justering, generatorens alsidighed gør det muligt at bruge den i mange designs såvel som som en separat enhed.

Generatorkredsløbet, der præsenteres her, har to "omtrent" justerbare udgange til tilslutning af en ikke-galvanisk isoleret enhed eller komponent under test (relæer, gates med kraftige felteffekter og IGBT-transistorer, indgange til logiske enheder med forskellige indgangsniveauer, lamper, LED'er, transformere); dæmper med jævn justering af udgangsniveauer for alle småsignalenheder.

Justering af udgangsniveauer for alle udgange er separat, hvilket udvider generatorens muligheder. For eksempel er det muligt samtidigt at teste en enhed med forskellige inputniveauer (TTL/CMOS osv.).
"Grov" justering udføres af spændingsregulatorer på mikrokredsløb DA1, DA2 (fra 8V og derover afhængigt af forsyningsspændingen), glat - af variable modstande R12, 17.

Frekvensjustering udføres af kontakt S1 (omtrent) og modstand R1 (jævnt), driftscyklus - af modstand R5.
Switch SA1 ændrer generatorens driftstilstande fra i-fase (enkelt-cyklus) til anti-fase (to-cyklus).

Modstand R4 vælger det frekvensområde, der skal dækkes. Hvis det er nødvendigt, hvis der kræves mere præcis overlapning for hvert af underområderne, skal der bruges en tovejskontakt med et sæt udvalgte modstande (R4a-R4e) for hvert af underområderne som S1.
Fordi justeringsparametre for mikrokredsløbsforekomster TL494 og deres mange analoger kan være forskellige, kan duty cycle justeringsområdet om nødvendigt vælges ved hjælp af modstande R2, R7.
Det samme gælder for spændingsregulatorer. De kan samles på en vilkårlig elementbase i henhold til kredsløbet af den enkleste serielle justerbare parametriske stabilisator, der er i stand til at levere en belastningsstrøm på 300 mA fra en spændingskilde på 15-35 V.

Med hensyn til regulatorer samlet på integrerede stabilisatorer: modstande R3, R6, R8, R9 vælges også afhængigt af det nødvendige område for justering af udgangsniveauer og den tilgængelige spændingskilde.
Kondensatorerne C1-C5 i tidskredsløbet er valgt til det påkrævede frekvensområde, og deres kapacitet kan være fra 10 mikrofarader for det infra-lave underområde til 1000 picofarads for den højeste frekvens.

Dæmperkredsløbet er også principløst: Det vælges og beregnes til specifikke behov og kan være helt fraværende, hvis der ikke er behov for en dæmper.
For at forenkle kan du kombinere ben 8, 11, 12 på DA3-mikrokredsløbet og groft justere udgangsniveauerne ved at ændre den generelle forsyningsspænding, eller helt opgive den grove justering og begrænse dig til variable modstande ved generatorudgangen (i dette tilfælde, generatorens belastningskapacitet vil falde).
Hvis der ikke er behov for kraftige udgange, kan repeatere på transistor VT1, 2 elimineres.

TL494 er en PWM-controller og har været brugt i lang tid i forskellige modeller af computerstrømforsyninger. Dens analoger er mikrokredsløb KA7500 og indenlandsk klon KR1114EU4.