Alle højspændingsgeneratorer diskuteret ovenfor havde en kondensator som en energilagringsenhed. Af ikke mindre interesse er enheder, der bruger induktans som et sådant element.
Langt de fleste designs af denne slags omformere i de tidlige år indeholdt en mekanisk induktansafbryder. Ulemperne ved en sådan kredsløbsløsning er indlysende: øget slid på kontaktpar, behovet for deres periodiske rengøring og justering og et højt niveau af interferens.
Med fremkomsten af moderne elektroniske afbrydere er design af spændingsomformere med switchet induktiv energilagring blevet mærkbart forenklet og blevet konkurrencedygtige.
Grundlaget for en af de enkleste højspændingsgeneratorer (fig. 12.1) er en induktiv energilagringsenhed.
Ris. 12.1. Elektrisk kredsløb af en højspændingsgenerator baseret på en induktiv energilagring
Den rektangulære impulsgenerator er samlet på en 555 chip (KR1006VI1). Pulsparametrene reguleres af potentiometrene R2 og R3. Frekvensen af styreimpulser afhænger også af kapacitansen af tidskondensator 01. Impulser fra generatorens udgang tilføres gennem modstand R5 til bunden af nøgleelementet (switching) - kraftig transistor VT1.
Denne transistor skifter i overensstemmelse med varigheden og gentagelseshastigheden af styreimpulserne transformatorens T1 primærvikling.
Som et resultat dannes højspændingsimpulser ved udgangen af konverteren. For at beskytte transistor VT1 (2N3055 - KT819GM) mod sammenbrud, anbefales det at forbinde en diode, for eksempel type KD226 (katode til kollektor) parallelt med emitter-kollektor-overgangen.
Højspændingsgeneratoren (fig. 12.2), udviklet i Bulgarien, indeholder også en master firkantbølgegenerator på en 555 chip (K1006VI1). Pulsfrekvensen styres jævnt af modstand R2 fra 85 til 100 Hz. Disse impulser sendes gennem RC-kredsløb til koblingselementerne på transistorerne VT1 og VT2. Zenerdioder VD3 og VD4 beskytter transistorer mod beskadigelse, når de betjener en induktiv belastning.
Ris. 12.2. Kredsløb for en højspændingsgenerator baseret på en induktiv energilagringsenhed
Højspændingsgeneratoren (fig. 12.2) kan bruges enten uafhængigt - for at opnå højspænding (normalt op til 1...2 kV), eller som et mellemtrin til at "pumpe" andre omformere.
Transistorer BD139 kan udskiftes med KT943V.
Kraftige bipolære transistorer er blevet brugt i mange år som nøgleelementer i konvertere med induktiv energilagring. Deres ulemper er indlysende: de resterende spændinger på den åbne kontakt er ret høje, hvilket resulterer i energitab og overophedning af transistorerne.
Efterhånden som felteffekttransistorer blev forbedret, begyndte sidstnævnte at skubbe bipolære transistorer til side i strømforsyningskredsløb og spændingsomformere.
For moderne højeffekt-felteffekttransistorer kan den åbne switch-modstand nå ti ... hundrededele af en ohm, og driftsspændingen kan nå 1 ... 2 kV.
I fig. Figur 12.3 viser det elektriske kredsløb af en spændingsomformer, hvis udgangstrin er lavet ved hjælp af en MOSFET-felteffekttransistor. For at matche generatoren med felteffekttransistoren medfølger en bipolær transistor med en høj transmissionskoefficient.
Elektrisk kredsløb af en højspændingsimpulsgenerator med en nøglefelteffekttransistor
Masteroscillatoren er samlet på /SMO/7-chip CD4049 i henhold til et standardkredsløb. Både udgangstrinene selv og styresignalgenereringstrinene vist i fig. 12.1 - 12.3 ff. er udskiftelige og kan bruges i enhver kombination.
Udgangstrinnet for højspændingsgeneratoren af det elektroniske tændingssystem designet af P. Bryantsev (fig. 12.4) er lavet på en moderne indenlandsk elementbase.
Når styreimpulser påføres kredsløbets indgang, åbner transistorerne VT1 og VT2 kortvarigt. Som et resultat er induktoren kortvarigt forbundet med kilden
Ris. 12.4. Diagram over udgangstrinnet for P. Bryantsevs højspændingsgenerator ved hjælp af en sammensat transistor
Ris. 12.5. Elektrisk kredsløb af en højspændingsgenerator med en masteroscillator baseret på Schmitt-triggere
ernæring. Kondensator C2 udglatter toppen af spændingsimpulsen. Den resistive divider (R3 og R5) begrænser og stabiliserer den maksimale spænding ved kollektoren på transistoren VT2.
B115 tændspolen blev brugt som transformer T1. Dens vigtigste parametre: Ri=1,6 Ohm,\ De følgende to kredsløb af højspændingsgeneratorer, der anvender induktive energilagringsenheder (fig. 12.5, 12.6) blev udviklet af Andres Estaban de la Plaza. Den første af enhederne indeholder en rektangulær masterimpulsgenerator, et mellem- og udgangstrin og en højspændingstransformer. Elektrisk kredsløb af en højspændingsgenerator med en masteroscillator baseret på en operationsforstærker Masteroscillatoren er baseret på en Schmitt-trigger (KMO/7-chip type 4093). Ved at bruge en Schmitt-trigger i stedet for IKKE logiske elementer (se f.eks. Fig. 12.3) kan du opnå impulser med stejlere kanter og derfor reducere energitab på nøgleelementer. Koordinering af KMO/7-elementer med effekttransistor VT2 udføres af en forforstærker på transistor VT1. Udgangstransformator T1 omskiftes af effektbipolær transistor VT2. Denne transistor er installeret på kølepladen. Generatorens pulsfrekvens ændres trinvist med kontakt SA1. Forholdet mellem pulsvarighed og pause og pulsgentagelseshastigheden justeres jævnt af potentiometrene R1 og R2. Switch SA2 tænder/slukker modstand R6 forbundet i serie med den primære vikling af step-up transformeren. Således justeres konverterens udgangseffekt trinvist. Generatorens driftsfrekvens i dens fem underområder kan justeres inden for 0,6...8,5 kHz; 1,5…20 kHz; 5,3…66 kHz; A3…MO kHz; 43…>200 kHz. Den primære vikling af transformer T1, viklet på en kerne fra en vandret scanningstransformator, har 40 vindinger med en diameter på 1,0 mm. Omformerens udgangsspænding ved frekvenser under 5 kHz er 20 kV, i frekvensområdet 50...70 kHz falder udgangsspændingen til 5...10 /sv. Udgangseffekten af enhedens højfrekvente signal kan nå op til 30 W. I denne forbindelse, når du bruger dette design, for eksempel til fotografering af gasudladning, er det nødvendigt at træffe særlige foranstaltninger for at begrænse udgangsstrømmen. Vuovolt generator, fig. 12.6, har et mere komplekst design. Dens masteroscillator er baseret på operationsforstærkeren DA1 (CA3140) Til at forsyne masteroscillatoren og buffertrinnet (DDI chip type 4049) anvendes en 12 S spændingsstabilisator på det integrerede kredsløb DA2 type 7812. Den præ-terminale kaskade på komplementære transistorer VT1 og VT2 sikrer driften af den endelige kaskade på den kraftige transistor VT3. Varighed/pause-forholdet justeres med potentiometer R7, og pulsfrekvensen med potentiometer R4. Genereringsfrekvensen kan ændres trinvist ved at skifte kapacitansen af kondensatoren C1. Den indledende generationsfrekvens er tæt på 20 kHz. Den primære vikling af den modificerede vandrette scanningstransformator har 5 ... 10 omdrejninger, dens induktans er cirka 0,5 mH. Udgangstransistoren er beskyttet mod overspænding ved at tænde for varistoren R9 parallelt med denne vikling. Transistor 2N2222 kan udskiftes med KT3117A, KT645; 2N3055 - på KT819GM; BD135 - på KT943A, BD136 - på KT626A, dioder 1N4148 - på KD521, KD503 osv. DA2-mikrokredsløbet kan udskiftes med en husholdningsanalog - KR142EN8B(D); DDI - K561TL1. Den næste type højspændingsgeneratorer er selvoscillerende spændingsomformere med induktiv feedback. En selv-exciteret pulsomformer producerer pakker af højfrekvente højspændingsoscillationer (fig. 12.7). Ris. 12.7. Elektrisk kredsløb af en selv-exciteret pulsspændingsomformer Autogeneratoren af højspændingsimpulser på transistoren VT1 modtager et feedbacksignal fra transformeren T1 og har en tændspole T2 som belastning. Generationsfrekvensen er omkring 150 Hz. Kondensatorer C*, C2 og modstand R4 bestemmer generatorens driftstilstand. Transformer T1 er lavet på en magnetisk kerne Ø 14×18. Winding I består af 18 vindinger PEV-2 0,85 mm tråd, viklet i to tråde, og Winding II består af 72 vindinger PELSHO 0,3 mm tråd. VD2 zenerdioden er monteret i midten af en duralumin radiator med mål på 40x40x4 mm. Denne zenerdiode kan udskiftes med en kæde af kraftige zenerdioder med en samlet stabiliseringsspænding på 150 V. Transistor VT1 er også installeret på en radiator med dimensioner på 50x50x4 mm. En selvexciteret resonansspændingsomformer er beskrevet i E. V. Krylovs arbejde (fig. 12.8). Den er lavet på en højfrekvent kraftig transistor VT1 type KT909A. Konvertertransformatoren er lavet på en fluoroplastisk ramme med en diameter på 12 mm ved hjælp af en 150HF ferritstang, der måler 10x120 mm. Spole L1 indeholder 50 vindinger, L2 - 35 vindinger LESHO ledning 7×0,07 mm. Spolerne i lavspændingshalvdelen af enheden har en ledningsvinding pr Ris. 12.8. Kredsløb af en resonans højspændingsgenerator med transformatorfeedback fluoroplastisk (polytetrafluorethylen) isolering. De er viklet oven på spole L2. Omformerens udgangsspænding er 1,5 kV (maksimalt - 2,5 kV). Konverteringsfrekvens - 2,5 MHz. Strømforbrug - 5 W. Enhedens udgangsspænding varierer fra 50 til 100 %, da forsyningsspændingen stiger fra 8 til 24 V. Ved hjælp af en variabel kondensator 04 indstilles transformeren til resonansfrekvensen. Modstand R2 indstiller transistorens driftspunkt, regulerer niveauet af positiv feedback og formen på de genererede signaler. Konverteren er sikker at betjene - ved lav-modstandsbelastninger bryder højfrekvent generering sammen. Følgende diagram over en højspændingspulsspændingskilde med to-trins konvertering er vist i fig. 12.9. Det elektriske kredsløb i dets første trin er ret traditionelt og adskiller sig praktisk talt ikke fra de tidligere diskuterede designs. Forskellen mellem enheden (fig. 12.9) er brugen af et andet spændingsforøgende trin på transformeren. Dette øger enhedens pålidelighed betydeligt, forenkler designet af transformere og giver effektiv isolation mellem enhedens input og output. Transformer T1 er lavet på en W-formet kerne lavet af transformerstål. Kernetværsnittet er Ris. 12.9. Kredsløb for en højspændingsomformer med transformerfeedback og dobbelt transformerspændingskonvertering 16x16 mm. Samlerviklingerne har jeg 2×60 vindinger af tråd med en diameter på 1,0 mm. Feedbackspoler II indeholder 2x14 vindinger tråd med en diameter på 0,7 mm. Step-up-viklingen III af transformer T1, viklet gennem flere lag mellemlagsisolering, har 20 ... 130 vindinger af tråd med en diameter på 1,0 mm. En 12 eller 6 V biltændingsspole bruges som udgangstransformer (spænding). Højspændingsgeneratorer med induktive energilagringsenheder inkluderer de nedenfor diskuterede enheder. For at opnå højspændings-nanosekundimpulser udviklede V. S. Belkin og G. I. Shulzhenko et driverkredsløb baseret på driftdioder og mættet induktans med en single-ended konverter synkroniseret med driveren, og viste også muligheden for at kombinere funktionerne af driverkontakten og driveren. konverter. Omformerens kredsløb synkroniseret med driveren er vist i fig. 12,10; En version af driverkredsløbet med separate nøgleelementer er vist i fig. 12.11, og tidsdiagrammer, der karakteriserer driften af individuelle komponenter i driverkredsløbet, er i fig. 12.12. Mastergeneratoren af rektangulære impulser (fig. 12.10) genererer impulser, der låser transistorkontakten VT1 op Ris. 12.10. Kredsløb af en højspændingspulsformer med en fælles nøgle for konverteren og shaperen Ris. 12.11. Fragment af et højspændingsimpulsformerkredsløb med separate kontakter Ris. 12.12. Tidsdiagram for konverterens drift i en tid 1n og låsning i en tid \^ (fig. 12.12). Deres sum bestemmer pulsgentagelsesperioden. Over tid løber strømmen I„ gennem induktoren L1. Efter at transistoren er slukket, oplader strømmen gennem dioden VD1 lagerkapaciteten af driveren C1 til spænding u^, dioden VD1 lukker og afbryder kondensatoren C1 fra strømkilden. Tabel 12.1 giver data om mulig brug af halvlederenheder i en højspændingsimpulsformer. Amplituden af de genererede impulser er givet for en lav-modstandsbelastning på 50 ohm. Tabel 12.1. Udvalg af elementer til højspændingsimpulsformere Pulsvarighed, NS Genereret pulsamplitude, V KD204, KD226 (KT858, KT862) DL112-25(KT847) DL122-40 (KP953) KD213 (KT847) DL132-80 (KP953) Bipolære pulsformere baseret på serielle dioder har en amplitude på hver halvbølge på 0,2...1 kV for en matchet belastning på 50...75 Ohm med en fuld pulsvarighed på 4...30 NS og en gentagelsesfrekvens på op til 20 kHz. Pulsgeneratorer er enheder, der er i stand til at skabe bølger af en bestemt form. Urfrekvensen i dette tilfælde afhænger af mange faktorer. Hovedformålet med generatorer anses for at være synkronisering af processer i elektriske apparater. Dermed har brugeren mulighed for at konfigurere forskelligt digitalt udstyr. Eksempler omfatter ure og timere. Hovedelementet i enheder af denne type anses for at være en adapter. Derudover er kondensatorer og modstande sammen med dioder installeret i generatorerne. De vigtigste parametre for enheder inkluderer indikatoren for excitation af svingninger og negativ modstand. Du kan lave en pulsgenerator med dine egne hænder ved hjælp af invertere derhjemme. For at gøre dette skal du bruge en kondensatorløs adapter. Det er bedst at bruge feltmodstande. Deres impulstransmissionsparameter er på et ret højt niveau. Kondensatorer til enheden skal vælges baseret på adapterens effekt. Hvis dens udgangsspænding er 2 V, skal minimum være på 4 pF. Derudover er det vigtigt at overvåge den negative modstandsparameter. I gennemsnit skal den svinge omkring 8 ohm. I dag er en rektangulær impulsgenerator med regulatorer ret almindelig. For at brugeren skal kunne justere enhedens maksimale frekvens, er det nødvendigt at bruge en modulator. Producenter præsenterer dem på markedet i dreje- og trykknaptyper. I dette tilfælde er det bedst at gå med den første mulighed. Alt dette giver dig mulighed for at finjustere indstillingerne og ikke være bange for en fejl i systemet. Modulatoren er installeret i den firkantede impulsgenerator direkte på adapteren. I dette tilfælde skal lodning udføres meget omhyggeligt. Først og fremmest bør du rengøre alle kontakter grundigt. Hvis vi betragter kondensatorløse adaptere, er deres udgange på oversiden. Derudover findes der analoge adaptere, som ofte fås med et beskyttelsescover. I denne situation skal den fjernes. For at enheden skal have høj gennemstrømning, skal modstande installeres i par. Osi dette tilfælde skal være på niveauet Som hovedproblemet har den rektangulære impulsgenerator (diagrammet er vist nedenfor) en kraftig stigning i driftstemperaturen. I dette tilfælde skal du kontrollere den negative modstand af den kondensatorløse adapter. For at lave en pulsgenerator med egne hænder er det bedst at bruge en analog adapter. I dette tilfælde er det ikke nødvendigt at bruge regulatorer. Dette skyldes det faktum, at niveauet af negativ modstand kan overstige 5 ohm. Som et resultat er modstandene udsat for en ret stor belastning. Kondensatorer til enheden vælges med en kapacitet på mindst 4 ohm. Til gengæld er adapteren kun forbundet til dem med udgangskontakter. Hovedproblemet med impulsgeneratoren er asymmetrien af oscillationer, som opstår på grund af overbelastning af modstandene. Det er muligt at lave en simpel impulsgenerator af denne type kun ved hjælp af invertere. I en sådan situation er det bedst at vælge en adapter af den analoge type. Det koster meget mindre på markedet end den kondensatorløse modifikation. Derudover er det vigtigt at være opmærksom på typen af modstande. Mange eksperter anbefaler at vælge kvartsmodeller til generatoren. Deres gennemløb er dog ret lavt. Som et resultat vil osaldrig overstige 4 ms. Derudover er der risiko for, at adapteren overophedes. I betragtning af alt ovenstående er det mere tilrådeligt at bruge felteffektmodstande. i dette tilfælde vil det afhænge af deres placering på tavlen. Hvis du vælger muligheden, når de er installeret foran adapteren, kan excitationshastigheden for oscillationer i dette tilfælde nå op til 5 ms. I den modsatte situation kan du ikke regne med gode resultater. Du kan kontrollere driften af impulsgeneratoren ved blot at tilslutte en 20 V strømforsyning. Som et resultat skal niveauet af negativ modstand være omkring 3 ohm. For at holde risikoen for overophedning på et minimum, er det desuden vigtigt kun at bruge kapacitive kondensatorer. Regulatoren kan installeres i en sådan enhed. Hvis vi overvejer roterende modifikationer, så er modulatoren i PPR2-serien velegnet som en mulighed. Ifølge dens egenskaber er den ret pålidelig i dag. En trigger er en enhed, der er ansvarlig for at transmittere et signal. I dag sælges de ensrettet eller tovejs. For generatoren er kun den første mulighed egnet. Ovenstående element er installeret nær adapteren. I dette tilfælde bør lodning kun udføres efter grundig rengøring af alle kontakter. Du kan endda vælge en analog adapter direkte. Belastningen i dette tilfælde vil være lille, og niveauet af negativ modstand med vellykket montering vil ikke overstige 5 ohm. Parameteren for excitation af oscillationer med en trigger er i gennemsnit 5 ms. Det største problem, som pulsgeneratoren har, er dette: øget følsomhed. Som følge heraf er disse enheder ikke i stand til at fungere med en strømforsyning på mere end 20 V. Lad os være opmærksomme på mikrokredsløbene. Pulsgeneratorer af denne type involverer brugen af en kraftig induktor. Derudover bør kun en analog adapter vælges. I dette tilfælde er det nødvendigt at opnå høj systemgennemstrømning. Til dette formål anvendes kun kondensatorer af den kapacitive type. De skal som minimum kunne modstå en negativ modstand på 5 ohm. En bred vifte af modstande er velegnede til enheden. Hvis du vælger dem af en lukket type, er det nødvendigt at give dem en separat kontakt. Hvis du beslutter dig for at bruge felteffektmodstande, vil faseændringen i dette tilfælde tage ret lang tid. Thyristorer er praktisk talt ubrugelige til sådanne enheder. Pulsgeneratorkredsløbet af denne type giver kun mulighed for brug af en kondensatorløs adapter. Alt dette er nødvendigt for at sikre, at excitationshastigheden af oscillationer er mindst på niveauet 4 ms. Alt dette vil også reducere termiske tab. Kondensatorer til enheden vælges baseret på niveauet af negativ modstand. Derudover skal der tages hensyn til typen af strømforsyning. Hvis vi betragter pulserede modeller, er deres udgangsstrømniveau i gennemsnit omkring 30 V. Alt dette kan i sidste ende føre til overophedning af kondensatorerne. For at undgå sådanne problemer anbefaler mange eksperter at installere zenerdioder. De er loddet direkte på adapteren. For at gøre dette skal du rense alle kontakter og kontrollere katodespændingen. Hjælpeadaptere til sådanne generatorer bruges også. I denne situation spiller de rollen som en opkaldstransceiver. Som et resultat stiger ostil 6 ms. Opsætning af en højspændingsimpulsgenerator med kondensatorer af denne type er ret enkel. At finde elementer til sådanne enheder på markedet er ikke et problem. Det er dog vigtigt at vælge et mikrokredsløb af høj kvalitet. Mange mennesker køber multi-kanal modifikationer til dette formål. De er dog ret dyre i butikken i forhold til almindelige typer. Transistorer til generatorer er mest egnede unijunction-transistorer. I dette tilfælde bør den negative modstandsparameter ikke overstige 7 ohm. I en sådan situation kan man håbe på systemets stabilitet. For at øge enhedens følsomhed anbefaler mange at bruge zenerdioder. Triggere bruges dog yderst sjældent. Dette skyldes, at modellens gennemløb er væsentligt reduceret. Hovedproblemet med kondensatorer anses for at være forstærkning af den begrænsende frekvens. Som et resultat sker faseændringen med en stor margin. For at konfigurere processen korrekt skal du først konfigurere adapteren. Hvis det negative modstandsniveau er på 5 ohm, skal enhedens maksimale frekvens være cirka 40 Hz. Som et resultat fjernes belastningen på modstandene. En højspændingsimpulsgenerator med de specificerede kondensatorer kan findes ret ofte. Desuden kan den bruges selv med 15 V strømforsyninger.Dens gennemstrømning afhænger af typen af adapter. I dette tilfælde er det vigtigt at beslutte sig for modstande. Hvis du vælger feltmodeller, er det mere tilrådeligt at installere adapteren af den kondensatorløse type. I dette tilfælde vil den negative modstandsparameter være omkring 3 ohm. Zenerdioder bruges ret ofte i dette tilfælde. Dette skyldes et kraftigt fald i niveauet af den begrænsende frekvens. For at udjævne det er zenerdioder ideelle. De er normalt installeret nær udgangsporten. Til gengæld er det bedst at lodde modstande i nærheden af adapteren. Indikatoren for oscillerende excitation afhænger af kondensatorernes kapacitans. I betragtning af 3 pF-modeller skal du bemærke, at ovenstående parameter aldrig vil overstige 6 ms. Hovedproblemet med enheder med PP5-kondensatorer anses for at være øget følsomhed. Samtidig er termiske indikatorer også på et lavt niveau. På grund af dette er der ofte behov for at bruge en trigger. Men i dette tilfælde er det stadig nødvendigt at måle udgangsspændingen. Hvis den overstiger 15 V med en blok på 20 V, kan udløseren forbedre systemets drift væsentligt. Pulsgeneratorkredsløbet med denne regulator inkluderer kun lukkede modstande. I dette tilfælde kan mikrokredsløb endda bruges i PPR1-serien. I dette tilfælde kræves der kun to kondensatorer. Niveauet af negativ modstand afhænger direkte af elementernes ledningsevne. Hvis kondensatorkapacitansen er mindre end 4 pF, kan den negative modstand endda stige til 5 ohm. For at løse dette problem er det nødvendigt at bruge zenerdioder. I dette tilfælde er regulatoren installeret på impulsgeneratoren nær den analoge adapter. Udgangskontakterne skal rengøres grundigt. Du bør også kontrollere tærskelspændingen for selve katoden. Hvis den overstiger 5 V, kan en justerbar impulsgenerator tilsluttes to kontakter. Rektangulære pulsgeneratorer bruges i mange amatørradioenheder: elektroniske målere, spilleautomater, og de er mest udbredt ved opsætning af digitalt udstyr. Vi gør dig opmærksom på et udvalg af kredsløb og design af rektangulære impulsgeneratorer Den vigtigste og udbredte type afslapningsgenerator er en symmetrisk multivibrator med to transistorer, hvis kredsløb er vist i figuren nedenfor. I den er to standardforstærkertrin på transistorerne VT1 og VT2 forbundet i en seriekæde, det vil sige, at outputtet fra det ene trin er forbundet med indgangen på det andet gennem adskillende kondensatorer C1 og C2. De bestemmer også frekvensen af de genererede svingninger F, eller mere præcist, deres periode T. Lad mig minde dig om, at perioden og frekvensen er forbundet med den simple relation Hvis kredsløbet er symmetrisk, og klassificeringerne af delene i begge trin er de samme, så har udgangsspændingen en bugtende form. Generatoren fungerer sådan: umiddelbart efter tænding, mens kondensatorerne C1 og C2 ikke er opladet, befinder transistorerne sig i en "lineær" forstærkningstilstand, når en lille basisstrøm indstilles af modstande R1 og R2, bestemmer den kollektorstrømmen Vst gange større, og spændingen på kollektorerne er noget mindre end strømforsyningsspændingen på grund af spændingsfaldet over belastningsmodstandene R3 og R4. I dette tilfælde overføres de mindste ændringer i kollektorspændingen (i det mindste på grund af termiske udsving) af en transistor gennem kondensatorerne C1 og C2 til basiskredsløbet af den anden. Lad os antage, at kollektorspændingen VT1 er faldet en smule. Denne ændring overføres gennem kondensator C2 til basiskredsløbet VT2 og blokerer det lidt. Kollektorspændingen VT2 stiger, og denne ændring overføres af kondensatoren C1 til basen VT1, den låses op, dens kollektorstrøm stiger, og kollektorspændingen falder endnu mere. Processen sker som en lavine og meget hurtigt. Som et resultat er transistor VT1 helt åben, dens kollektorspænding vil ikke være mere end 0,05 ... 0,1 V, og VT2 er fuldstændig låst, og dens kollektorspænding er lig med forsyningsspændingen. Nu skal vi vente, indtil kondensatorerne C1 og C2 er genopladet, og transistor VT2 er let åbnet af strømmen, der løber gennem forspændingsmodstand R2. Den lavinelignende proces vil gå i den modsatte retning og vil føre til fuldstændig åbning af transistoren VT2 og fuldstændig lukning af VT1. Nu skal du vente endnu en halv periode, der er nødvendig for at genoplade kondensatorerne. Opladningstiden bestemmes af forsyningsspændingen, strømmen gennem modstande Rl, R2 og kapacitansen af kondensatorerne Cl, C2. I dette tilfælde taler de om "tidskonstanten" af kæderne Rl, C1 og R2, C2, omtrent svarende til perioden med svingninger. Faktisk giver produktet af modstand i ohm og kapacitans i farad tiden i sekunder. For de værdier, der er angivet i diagrammet i figur 1 (360 kOhm og 4700 pF), er tidskonstanten omkring 1,7 millisekunder, hvilket indikerer, at multivibratorfrekvensen vil ligge i lydområdet i størrelsesordenen hundredvis af hertz. Frekvensen stiger med stigende forsyningsspænding og faldende klassificeringer af Rl, C1 og R2, C2. Den beskrevne generator er meget uhøjtidelig: du kan bruge næsten alle transistorer i den og ændre værdierne af elementerne inden for et bredt område. Du kan tilslutte højimpedanstelefoner til dens udgange for at høre lydvibrationer, eller endda en højttaler - et dynamisk hoved med en step-down transformer, for eksempel en abonnentudsendelseshøjttaler. På denne måde kan du organisere for eksempel en lydgenerator til at lære morsekode. Telegrafnøglen er placeret i strømkredsen, i serie med batteriet. Da to antifaseudgange fra en multivibrator sjældent er nødvendige i amatørradiopraksis, satte forfatteren sig for at designe en enklere og mere økonomisk generator, der indeholder færre elementer. Hvad der skete, er vist i følgende figur. Her bruges to transistorer med forskellige typer ledningsevne - p-p-p og p-n-p. De åbner samtidigt, kollektorstrømmen af den første transistor tjener som basisstrømmen for den anden. Tilsammen danner transistorerne også en to-trins forstærker, dækket af PIC'en gennem kæden R2, C1. Når transistorerne er slukket, falder spændingen ved kollektoren VT2 (output 1 V) til nul, dette fald overføres gennem PIC-kæden til bunden af VT1 og slukker den fuldstændigt. Når kondensator C1 er opladet til ca. 0,5 V på venstre plade, vil transistor VT1 åbne lidt, strøm vil flyde igennem den, hvilket forårsager endnu mere strøm til transistor VT2; Udgangsspændingen vil begynde at stige. Denne stigning overføres til bunden af VT1, hvilket får den til at åbne endnu mere. Den ovenfor beskrevne lavine-lignende proces opstår, og låser begge transistorer fuldstændigt op. Efter nogen tid, det tager at genoplade C1, vil transistor VT1 lukke, da strømmen gennem højværdimodstanden R1 er utilstrækkelig til at åbne den helt, og den lavinelignende proces vil udvikle sig i den modsatte retning. Arbejdscyklussen af de genererede impulser, det vil sige forholdet mellem impulsvarigheder og pauser, reguleres af valget af modstande R1 og R2, og oscillationsfrekvensen af valget af kapacitans C1. Stabil generering ved den valgte forsyningsspænding opnås ved at vælge modstand R5. Den kan også regulere udgangsspændingen inden for visse grænser. Så f.eks. med de værdier, der er angivet i diagrammet og en forsyningsspænding på 2,5 V (to alkaliske diskbatterier), var genereringsfrekvensen 1 kHz, og udgangsspændingen var præcis 1 V. Strømforbruget fra batteriet var ca. 0,2 mA, hvilket indikerer meget høj effektivitet af generatoren. Belastningen af generatoren R3, R4 er lavet i form af en divider med 10, så en lavere signalspænding kan fjernes, i dette tilfælde 0,1 V. En endnu lavere spænding (justerbar) fjernes fra den variable modstand R4 motor . Denne justering kan være nyttig, hvis du har brug for at bestemme eller sammenligne telefoners følsomhed, teste en meget følsom ULF ved at anvende et lille signal til dens input, og så videre. Hvis sådanne opgaver ikke er indstillet, kan modstand R4 udskiftes med et konstant et eller andet deleled (0,01 V) kan laves ved at tilføje endnu en 27 Ohm modstand i bunden. Et rektangulært signal med stejle kanter indeholder en bred vifte af frekvenser - udover grundfrekvensen F også dens ulige harmoniske 3F, 5F, 7F og så videre, op til radiofrekvensområdet. Derfor kan generatoren bruges til at teste ikke kun lydudstyr, men også radiomodtagere. Selvfølgelig falder amplituden af harmoniske, når deres frekvens stiger, men en tilstrækkelig følsom modtager giver dig mulighed for at lytte til dem i hele rækken af lange og mellemlange bølger. Det er en ring af to invertere. Funktionerne af den første af dem udføres af transistor VT2, ved hvilken indgang en emitterfølger på transistor VT1 er forbundet. Dette gøres for at øge indgangsmodstanden på den første inverter, hvilket gør det muligt at generere lave frekvenser med en relativt lille kapacitans af kondensator C7. Ved udgangen af generatoren er element DD1.2 inkluderet, som fungerer som et bufferelement, der forbedrer generatorens udgang til kredsløbet under test. I serie med tidskondensatoren (den nødvendige kapacitansværdi vælges af switch SA1), er modstand R1 forbundet ved at ændre modstanden, hvis udgangsfrekvens af generatoren reguleres. For at justere udgangssignalets arbejdscyklus (forholdet mellem pulsperioden og dens varighed), indføres modstand R2 i kredsløbet. Enheden genererer impulser med positiv polaritet med en frekvens på 0,1 Hz...1 MHz og en arbejdscyklus på 2...500. Generatorens frekvensområde er opdelt i 7 underområder: 0,1...1, 1,10, 10 ...100, 100 ...1000 Hz og 1...10, 10...100, 100...1000 kHz, som indstilles af switch SA1. Kredsløbet kan bruge silicium laveffekttransistorer med en forstærkning på mindst 50 (for eksempel KT312, KT342 osv.), integrerede kredsløb K155LNZ, K155LN5. Den rektangulære pulsgenerator på mikrocontrolleren i dette kredsløb vil være en fremragende tilføjelse til dit hjemmemålingslaboratorium. Et kendetegn ved dette oscillatorkredsløb er et fast antal frekvenser, for at være præcis 31. Og det kan bruges i forskellige digitale kredsløbsløsninger, hvor det er nødvendigt at ændre oscillatorfrekvenserne automatisk eller ved hjælp af fem kontakter. Valget af en eller anden frekvens udføres ved at sende en fem-bit binær kode ved indgangen til mikrocontrolleren. Kredsløbet er samlet på en af de mest almindelige mikrocontrollere, Attiny2313. En frekvensdeler med et justerbart divisionsforhold er indbygget i software, der bruger frekvensen af en kvartsoscillator som reference. Pulsstrømgenerator En impulsstrømgenerator er en enhed, der genererer strømimpulser med høj effekt. Pulsstrømsgeneratorer bruges ved test af højspændingsudstyr og ved undersøgelse af elektriske udladninger. Også, når du forbinder en pulsstrømgenerator med en pulsspændingsgenerator, opnås en enhed, der kan skabe kunstigt lyn. Pulsstrømgeneratoren omfatter parallelforbundne kondensatorer, en ensretter og en gnistlader. For det første oplades kondensatorerne langsomt til en spænding, hvis værdi ikke overstiger gnistgabets nedbrydningsspænding. Herefter påføres en spændingsimpuls til tændelektroden i gnistgabet, hvilket resulterer i nedbrydning af gnistgabet. Kondensatorerne aflades derefter på testobjektet. For at øge den aktuelle værdi skal du reducere induktansen og øge kapacitansen; for dette skal du bringe kondensatorerne så tæt som muligt på enheden, der testes. Bilag 5 Kurver over maksimale strømforhold for strømtransformere 10 kV og 35 kV I fig. A5.1, a viser kurverne for de maksimale strømmultiplikationer af CT'er af typen TPL-10 med en tilladt fejl på 10%: 1 - for CT'er med transformationsforhold fra 5/5 til 300/5 klasse P; 2 - for TT med koefficienter Jævnstrømsgenerator En jævnstrømsgenerator er en maskine, der er i stand til at omdanne mekanisk rotationsenergi til elektrisk jævnstrømsenergi Historie om skabelsen af jævnstrømsgeneratorer I 1831 opdagede Michael Faraday loven om magnetisk induktion, Pulsspændingsgenerator En pulsspændingsgenerator er en enhed, hvis opgave er at skabe elektriske højspændingsimpulser og generere dem med en amplitude på op til 10.000.000 V. Pulsspændingsgeneratoren omfatter en gruppe Pulsmodulator En pulsmodulator er en speciel enhed i enhver pulsstation, hvis opgave er at styre driften af en højfrekvent oscillationsgenerator En pulsmodulator består af en højspændingsensretter, en spole Pulstransformator En pulstransformator er en højfrekvent transformer. Bruges til at transmittere laveffektsignaler over et bredt frekvensområde uden at forvrænge pulsformen, til at skabe højspændingsimpulser, til at ændre polaritet Strømkilder Strømkilder er specielle enheder, der er i stand til at skabe et elektrisk felt i en leder, såvel som et elektrisk netværk.I 1786 udgav den italienske videnskabsmand L. Galvano en bog, hvori han undersøgte effekten af elektrisk strøm på levende organismer. Bestil Pulsraketmotor En pulsraketmotor er en raketmotor, der giver en impuls til køretøjet på grund af den kortsigtede skabelse af betydelig fremdrift. Driftstilstanden for en sådan motor består af adskillige kortvarige impulser, Det ser ud til, at transistoren i vores oplyste tid er blevet studeret så meget, at det ikke længere er muligt at lære noget nyt om den. 
Generatorer med invertere
Rektangulær pulsmodel med regulator
Overlappende pulsgenerator
Symmetrisk pulsenhed
Generator med trigger
øget belastning?
Modeller med kvartsstabilisering
Generatorer med kondensatorer PP2
Modeller med PP5 kondensatorer
Hovedgenerator problemer
Enheder på MKM25 regulatorer
Amplituden af det genererede signal i sådanne generatorer er meget stabil og tæt på forsyningsspændingen. Men formen af oscillationerne er meget langt fra sinusformet - signalet pulseres, og varigheden af pulserne og pauserne mellem dem er let at justere. Pulser kan let få udseendet af en bugtende, når varigheden af pulsen er lig med varigheden af pausen mellem dem.
Usædvanlig driftstilstand for transistoren.
Jeg har dog for nylig opdaget et oscillatorkredsløb, der er meget stabilt og har god belastningskapacitet, selvom det slet ikke ser ud til at skulle gøre det.
.gif)
Fig.1. Generator kredsløb.
For at starte generatoren er det nødvendigt kort at kortslutte transistorens kollektor og emitter gennem en lavmodstandsmodstand eller påføre en kort triggerimpuls til transistorindgangen.
En model af en generator med en triggerimpuls er vist i figur 2.
.gif)
Fig.2. Generator model diagram.
Tidsdiagrammer for generatordriften er vist i figur 3.
Blå - strøm i bunden af transistoren.
Rød - spænding i bunden.
Generatoren startes af en enkelt spændingsimpuls fra generator V2. Det følger af diagrammerne, at genereringen begynder efter afslutningen af den udløsende strømimpuls i bunden af transistoren.
Under passagen af den udløsende strømimpuls åbnede transistoren, strømmen begyndte at flyde i induktansen L1, og energi akkumulerede i form af et magnetfelt. Efter at have slukket for transistoren, som beskrevet i mange lærebøger, omdannes magnetfeltenergien til elektrisk feltenergi, som akkumuleres i kondensator C1. Spændingen over kondensatoren stiger til en vis værdi, hvorefter den omvendte proces begynder. Spændingen over kondensatoren begynder at falde, og strømmen i spolen stiger og ændrer dens retning til det modsatte.
Når spændingen over kondensatoren falder til nul, har strømmen i spolen en maksimal værdi, fra dette øjeblik skal spændingen over kondensatoren ændre fortegn og stige i den anden polaritet. Men dette sker ikke, da spændingen ved transistorens kollektor bliver negativ, og dens kollektorforbindelse åbner, forspændt i fremadgående retning. Gennem dette kryds begynder den akkumulerede strøm i induktoren at strømme ind i bunden af transistoren. Fra diagrammerne kan det ses, at spændingen ved basen også bliver negativ, emitterforbindelsen lukker og begynder at spille rollen som en kollektor - transistoren fungerer fuldstændig i invers tilstand, med en lav strømforstærkning, men stadig i transistortilstand . En del af strømmen forgrenes ind i emitteren og returneres til strømkilden. Resten af strømmen vender også i sidste ende tilbage til strømkilden efter at have udført arbejde for at overvinde emk fra kilde V3 og tab i andre kredsløbselementer.
Efter at spændingen ved spoleterminalen forbundet til transistorens kollektor bliver nul, skifter transistoren fra invers tilstand til normal drift. Hele denne tid forbliver den åben, som et resultat af hvilken strømkildens spænding påføres spolen i tilstrækkelig tid til, at den kan akkumulere den nødvendige energi til den næste svingningsperiode.
For en bedre forståelse af processerne (hvis nogen pludselig ønsker det), viser figur 4 diagrammer over strømmene i transistoren.
Ris. 4. Tidsdiagrammer for strømme i transistoren.
Strømmenes retninger er givet til strømmen i basen.
Blå - strøm i bunden af transistoren.
Rød - strøm i opsamleren.
Sort - strøm i emitteren
Fra strømdiagrammerne er det klart, at emitterstrømmen næsten altid er lig med kollektorstrømmen, med undtagelse af den indledende fase af processen.
Hvis det forekommer nogen, at en sådan generator ikke har nogen praktisk anvendelse, er det ikke tilfældet. I kredsløbsdesign for alternativ energi findes en sådan løsning ofte. Forsøg på at forstå, hvad der sker i sådanne kredsløb, førte til udseendet af denne artikel.
Jeg vil yde mit bidrag ved at foreslå en ordning for kørsel af en Tesla-transformer ved hjælp af denne generator. Det adskiller sig fra det velkendte strømforsyningskredsløb ved, at begge terminaler på Tesla-spolen forbliver frie. Den adskiller sig fra andre strømforsyningskredsløb, hvor begge ender af Tesla-spolen er frie, fordi der ikke er nogen feedbackspole.
En model af et sådant kredsløb er vist i figur 5.
Fig.5. Skema af kacher-modellen.
I diagrammet er L2 en induktor, L3 er en Tesla-spole.
Figur 6 viser diagrammer over spændingen ved transistorens kollektor og spændingen ved Tesla-spolen.
Ris. 6. Spændingstidsdiagrammer.
Grøn - spænding ved solfangeren.
Og endelig et diagram, der kan findes på internettet. Det adskiller sig fra diagrammet i figur 5 ved tilstedeværelsen af en feedbackspole. Et sådant kredsløb behøver ikke en triggerimpuls, men starter selv. Det adskiller sig fra pumpekredsløbet med en tilbagekoblingsspole ved, at frekvensen af pumpeimpulserne ikke indstilles af Tesla-spolens resonansfrekvens, men af frekvensen af det oscillerende kredsløb, der dannes af induktansen L1 og kapacitansen C1.
En model af et selvstartende kredsløb er vist i figur 7.
.gif)
Fig.7. Diagram over en bilførermodel med autostart.
Et tidsdiagram, der illustrerer opstartsprocessen, er vist i figur 8.
Ris. 8. Spændingstidsdiagrammer i et kredsløb med autostart.
Grøn - spænding ved solfangeren.
Brun - spænding på Tesla-spolen.
Ovenfor er kun de generelle principper for generatordrift diskuteret. I et rigtigt kredsløb afhænger meget af værdien af referencespændingen og modstanden i basiskredsløbet. Ved at ændre disse parametre kan du ændre mængden af omvendt strøm i transistorens kollektor og få formen af signalerne på kollektoren fra impulser til sinusbølger. I et kredsløb med autostart påvirkes bølgeformerne også af induktanserne af spolerne L2 og L4. For eksempel kan en transistor i et tvungen startkredsløb fungere uden nogen forspænding i basiskredsløbet.
En model af et sådant kredsløb er vist i figur 9.
Fig.9. Diagram af en model uden bias i basiskredsløbet.
Figur 10 viser et tidsdiagram over spændingsstigningen på Tesla-spolen.
Fig. 10. Timing diagram af spænding på en Tesla spole.
Hvis kredsløbet startes ved at kortslutte kollektor og emitter med en modstand, så kan transistoren repræsenteres som et to-terminalt netværk.
En model af et sådant kredsløb er vist i figur 11.
Fig. 11. Modeldiagram, der repræsenterer en transistor i form af et to-terminal netværk.
Figur 12 viser tidsdiagrammerne for den udløsende strømpuls og spænding på Tesla-spolen.
Ris. 12. Tidsdiagrammer.
Blå - strøm i modstand R1/.
Brun - spænding på Tesla-spolen.
Interessant nok fungerer modellen også med kortsluttede emitter- og basisterminaler og fungerer endda med en simpel ensretterdiode. Dog kun hvis modellen inkluderer en diode-gendannelsestid, der er større end dens åbningstid. Dette kan tjene som en nøgle til at forstå pumpemekanismen i det oscillerende kredsløb. Det vil sige, at der under overgangens restitutionstid kommer mere energi ind i kredsløbet, end der forbruges, når det åbner. Hvis rigtige dioder har denne egenskab, er det meget muligt at konstruere en generator, hvis forholdet mellem kredsløbsparametrene overholdes, hvilket tillader genereringstilstanden. Desuden kan sådanne kredsløb være interessante ud fra det synspunkt, at genoprettelse af den lukkede tilstand af dioder kan forekomme næsten øjeblikkeligt, hvilket i praksis bruges til at generere nanosekundpulser. Men jeg har ikke testet dette i hardware, og jeg vil ikke offentliggøre det her endnu. Dette er et emne for en anden artikel.
Alle de her beskrevne kredsløb har en nyttig funktion - på trods af de store strømme, der flyder i deres kredsløb, kan strømforbruget fra strømforsyningen være ubetydeligt, fordi det meste af det returneres tilbage til strømkilden.
* * *
Generator af korte spændingsimpulser på en diode.
Kredsløbet, der svarer til modellen præsenteret i figur 11 i den foregående artikel, kan lanceres i praksis, og det fortsætter med at fungere, selv når transistorens emitter- og basisterminaler er kortsluttet, og strømmene i transistoren stiger. Men med en ensretterdiode i stedet for en transistor er det ikke muligt at starte. Dette indikerer i øvrigt, at en transistor med kortsluttede emitter- og basisterminaler ikke er det samme som en simpel diode.
Det er sandsynligt, at basens indre modstand spiller en rolle i processen. Når spændingen ved kollektorforbindelsen inverteres, åbner den, strøm løber ind i basen, da emitterforbindelsen tænder i den modsatte retning og overtager kollektorforbindelsens funktioner. På grund af tilstedeværelsen af modstand i basiskredsløbet falder noget spænding over det, transistoren tænder i invers tilstand, og det meste af strømmen begynder at strømme gennem emitterforbindelsen, bestemt af transistorens strømforstærkning i invers tilstand. Emitterforbindelsen er sandsynligvis ved at gå i mætning. Og når spændingspolariteten på transistoren gendannes, kræves der noget ekstra tid, før ladningerne opløses i det mættede kryds. Det vil sige, at betingelsen, der er nødvendig for driften af et sådant kredsløb - genoprettelsestiden er større end åbningstiden - er opfyldt.
Men dette er kun et ubekræftet forsøg på at forklare forskellen mellem en transistor med kortsluttede emitter- og basisterminaler til en konventionel diode.
Emnet for denne artikel er at isolere gendannelsesmomentet for en diode med en induktans inkluderet i dens kredsløb fra de kredsløb, der blev diskuteret i den foregående artikel, med det formål pludselig at afbryde strømmen i induktansen.
- Hvorfor har vi brug for det her?
- For det første giver det dig mulighed for at opnå korte højspændingspulser. Nogle gange er generatorer af sådanne impulser efterspurgte.
- For det andet, og det er det vigtigste, kan vi, når vi tænder for Tesla-spolen som induktans for induktoren, komme tættere på hovedkravet formuleret af Tesla selv - at afbryde strømmen i induktoren under dens stigning.
I dag vokser interessen for Teslas arbejde, hvilket fremgår af de mange internetfora, der er dedikeret til dette emne. Men praktisk talt kun få forsøgspersoner har lært at opfylde dette krav. I bedste fald kan transistorkontakter og gnistgab frembringe en skarp kant af spændingsimpulsen på induktoren. Og de kan absolut ikke give en skarp afbrydelse af strømmen i induktoren.
Et forenklet diagram er vist i figur 1:
Fig.1. Forenklet kredsløbsdiagram af en kortspændingsimpulsgenerator.
En induktans L1 er forbundet til udgangen af lavniveauimpulsgeneratoren, hvis anden ende er forbundet med diffusionsdiodens D1 katode. Diodeanoden er forbundet mellem terminalerne på spændingskilderne V1 og V2.
Under virkningen af en lav-niveau puls, når transistoren U2 er åben og transistoren U1 er lukket, åbner diode D1, en strøm begynder at strømme gennem den, hvis stigningshastighed bestemmes af spændingen af kilden V2, induktans L1 og modstand R3 (modstand af spole L1, transistor U2, diode D1 og vi tager ikke hensyn til spændingsfaldet over det for nemheds skyld). Hvis pulsvarigheden er lang nok, vil diodens fremadgående strøm blive etableret på et niveau bestemt af spændingen V1 og modstand R3.
Ved slutningen af pulsen lukker transistor U2, og transistor U1 åbner. Strømmen i induktansen begynder at falde til nul, og ændrer derefter sin retning og begynder at stige. Dioden begynder at blive gendannet af induktansstrømmen L1. Strømændringshastigheden i dette tilfælde bestemmes af kildespændingen V1 og induktansen L1, og stigningstiden for strømmen og følgelig mængden, hvortil den vil stige, bestemmes af restitutionstiden for dioden D1. Ved genopretning lukker diode D1, hvis det er diffusion, meget hurtigt og afbryder brat strømmen i induktansen L1. Ved forbindelsen mellem dioden og induktansen opstår der en høj amplitudespændingsstigning.
Ved at vælge forholdet og spændingsværdierne for kilderne V1 og V2 kan vi således indstille diodens åbne tilstandsstrøm og følgelig dens slukkestrøm og stigningshastigheden for strømmen i spolen i diode "pumpe"-tilstand og i dens gendannelsestilstand.
Det er vigtigt at kunne gøre dette, når man tænder for en Tesla-spole som induktans. Faktum er, at induktoren har en stærk indflydelse på spændingsudsving i Tesla-spolen, hvis strømstigningshastigheden i den er lig med eller højere end spændingsstigningshastigheden i Tesla-spolens svingninger, og har en svag effekt, hvis denne hastighed er lavere. For at undgå usikkerhed mener vi den hastighed, hvormed strøm eller spænding passerer gennem nul, det vil sige maksimum. Derudover skal det under beregninger normaliseres - divideret med amplituden af det målte signal.
For korrekt kontrol er det nødvendigt, på stadiet med at "pumpe" dioden, at sikre en strømstigningshastighed i induktoren, der er mindre end stigningshastigheden for spændingen i Tesla-spolen, og når dioden genoprettes, en stigningshastighed lig med eller større end spændingsændringshastigheden i Tesla-spolen.
En model af det faktiske kredsløb, der blev brugt i eksperimenterne, er vist i figur 2.
Fig.2. Model af det faktiske kredsløb, der blev brugt i eksperimenterne.
Signalgraferne i modellen er vist i figur 3.
Ris. 3. Tidsdiagrammer for generatorsignaler.
Blå - spænding ved generatorudgangen.
Rød - spænding på induktoren.
Grøn - strøm i dioden.
Diagrammet viser, at ved et lavt udgangssignalniveau stiger strømmen i dioden og i spolen langsommere end ved et højt niveau, og sættes til 1,8 A. Efter ændring af udgangssignalniveauet falder strømmen i spolen til nul og med samme hastighed fortsætter med at stige til en værdi på 5,1 A. I dette øjeblik lukker dioden, og strømmen i spolen stopper brat. En spændingsstigning på op til 1000V observeres på spolen.
Desværre var det ikke muligt at finde en god diodemodel, så der er nogle uoverensstemmelser mellem modellen og det rigtige objekt, men generelt er billedet tæt på virkeligheden. Især de faktisk målte overspændinger på spolen, afhængigt af typen af diode, er op til 100 V. Den maksimale overspænding blev opnået ved kollektorforbindelsen af 2T908A-transistoren - omkring 250 V, og den bryder ikke igennem. Det skal også tages i betragtning, at målingerne er foretaget med et S1-65 oscilloskop, som har en båndbredde på 50 MHz og en stigetid på PH = 10 ns. Det kan antages, at emissionerne i virkeligheden er lidt højere.
Figur 4-9 viser oscillogrammer af spændinger og strømme målt på 2D230I-dioden og på kollektorforbindelsen på 2T908A-transistoren.
Fra oscillogrammerne kan det ses, at varigheden af impulserne på gennemsnitsniveauet i begge tilfælde er omkring 50 ns. I dioden er gentagne impulser grupperet tættere, og den første bølge er mere end dobbelt så stor som de efterfølgende. Andre dioder opfører sig på samme måde. I en transistor er forskellen mellem pulsamplituderne mindre, og gentagne pulser forekommer sjældnere. Det betyder, at når man bruger en induktor som induktor, er det at foretrække at bruge dioder, fordi gentagne impulser af transistoren vil reducere spændingsamplituden i den svingende spolen. En sammenligning af strømoscillogrammer viser, at under de samme betingelser for åbning af dioden under test og kollektorforbindelsen af transistoren, tager genopretningsprocessen i transistoren længere tid, hvilket fører til en større strøm i gendannelsesøjeblikket i transistoren end i transistoren. dioden, hvilket resulterer i en større amplitude af spændingsstigningen.
Ris. 4. Oscillogram af spændingsstigning ved katoden på 2D230I dioden.
Indstillinger: X =0,1 µs/div, Y = 20 V/div.
Ris. 5. Oscillogram af spændingsstigning ved katoden på 2D230I dioden.
Indstillinger: X = 1 µs/div, Y = 20 V/div.
Ris. 6. Oscillogram af strømmen i spolen L 1 til diode 2D230I.
Ris. 7. Oscillogram af spændingsstigningen på spolen for 2T908A transistoren.
Indstillinger: X =0,1 µs/div, Y = 50 V/div.
Ris. 8 . Oscillogram af en spændingsstigning ved kollektoren på 2T908A transistoren.
Indstillinger: X = 1 µs/div, Y = 50 V/div.
Ris. 9 . Oscillogram af strømmen i spolen til 2T908A transistoren.
Indstillinger: X = 1 µs/div, Y = 1 A/div.
De givne oscillogrammer viser, at modellen ret godt afspejler de processer, der foregår i virkelige elementer, i det mindste på et kvalitativt niveau. Kvantitative forskelle opstår på grund af manglen på nøjagtige modeller af de testede elementer.
Lad os nu overveje modellen vist i figur 10, hvor en Tesla spoleinduktor bruges som induktans.
Fig. 10. Model af et kredsløb med en induktor og en Tesla-spole.
Tidsdiagrammerne for strømmen i induktoren L1 og spændingen på Tesla-spolen L2 er vist i figur 11.
Ris. 11. Model timing diagrammer
På Figur 12 viser et fragment det samme diagram, hvor det tydeligt ses, at ændring af strømmen i induktoren med en hastighed, der er to gange mindre end ændringshastigheden i spændingen på Tesla-spolen, praktisk talt ikke har nogen indflydelse på svingningerne i Tesla-spolen. Ændring af strømmen med en hastighed svarende til ændringshastigheden i spænding over Tesla-spolen har en stærk effekt på amplituden af svingningerne.
Ris. 12. Fragment af det forrige tidsdiagram.
Grøn - strøm i induktor L1.
Brun - spænding på Tesla-spole L2.
For at opretholde og øge amplituden af oscillationer i Tesla-spolen er det nødvendigt at øge frekvensen af strømimpulser i induktoren, og hver impuls skal falde ind i den ønskede fase. I praksis kan dette opnås ved at synkronisere generatoren fra en måler, hvis input leveres af oscillationer fra en Tesla-spole. Da vores opgave ikke er at designe en bestemt node, valgte jeg blot generatorfrekvensen i modellen. En model af en sådan proces er vist i figur 13.
Fig. 13. En model af et kredsløb med en induktor og en Tesla-spole, der opretholder kontinuerlige svingninger i den.
Denne model adskiller sig kun fra den foregående i parameteren, der indstiller generatorens oscillationsfrekvens.
Tidsdiagrammerne for strømmen i induktoren L1 og spændingen på Tesla-spolen L2 er vist i figur 14.
Ris. 14. Tidsdiagrammer af modellen.
Grøn - strøm i induktor L1.
Brun - spænding på Tesla-spole L2.
For at øge strømmen i induktoren er det nødvendigt at øge strømmen i diodens åbne tilstand. I sovjettiden blev der produceret diffusionsdioder til tiere og endda hundreder af ampere, så der er ingen begrænsninger på denne side. Driftsspændingerne for diffusionsdioder når også flere kilovolt. Det giver ingen mening at forbinde flere dioder i serie. Hele processen vil afgøre, hvilken diode der først vil komme sig. I det mindste når den her viste diode og transistor er serieforbundne, er alle diagrammerne de samme som for dioden. Den har en kortere nedkøling.
Bemærk, at processen i en Tesla-spole ikke kun påvirkes af størrelsen af strømmen i brudøjeblikket, men også af størrelsen af dens ændring, det vil sige, at kredsløbet også viser sig at være økonomisk med hensyn til energiomkostninger. Ændringen i strøm er lig med summen af diodestrømmen i det øjeblik, pulsen slutter, og strømmen i genoprettelsesøjeblikket. Tab i modstandskredsløb er proportionale med kvadratet af strømmen, og summen af kvadraterne er altid mindre end kvadratet af summen.
