Seigneur des Dragons (2005)

Tâche: Construisez un générateur d’impulsions rectangulaires facile à utiliser et extrêmement polyvalent. Une condition préalable est de garantir que les fronts montant et descendant du signal soient aussi raides que possible. Il est également souhaitable de couvrir la gamme la plus large possible de fréquences et de cycles de service. Selon la tâche, grâce aux efforts communs des participants au projet « site », un schéma est né, avec lequel vous êtes invités à vous familiariser ci-dessous.

Diagramme schématique et graphiques :

Photos du générateur fini : Au cours du travail avec ce générateur, celui-ci a été périodiquement amélioré et les caractéristiques du circuit ont été affinées. Dans ce contexte, le générateur a subi deux mises à niveau. Présentons toutes les versions du générateur dans l'ordre. La première version, assemblée immédiatement, se distinguait par le fait qu'elle ne disposait pas de source d'alimentation « à bord ».

Pendant le fonctionnement, il s'est avéré qu'un condensateur aussi gros n'était pas nécessaire. Les condensateurs ont été installés directement sur la carte du générateur avec un stabilisateur de tension. Un transformateur et un interrupteur d'alimentation sont intégrés sur un socle commun.

Plus récemment, afin d'élargir la gamme de fréquences disponibles, une autre mise à niveau a été réalisée et un commutateur supplémentaire a été intégré au circuit pour changer rapidement le condensateur de la chaîne de distribution, ce qui sera discuté plus en détail ci-dessous.

Version 3.0. (2009) la gamme de fréquences disponibles a été élargie

Description du schéma : Le microcircuit TL494 peut fonctionner aussi bien en mode monocycle (c'est ainsi qu'il est représenté dans le schéma ci-dessus) qu'en mode push-pull, travaillant alternativement sur deux charges. Je vais vous expliquer ci-dessous comment convertir le circuit en circuit push-pull, mais regardons maintenant un circuit à une seule course.

Un circuit monocycle se caractérise principalement par le fait que l'on peut modifier le rapport cyclique du signal de zéro à 100 % (le canal est toujours ouvert). La chaîne de réglage du rapport cyclique est située sur la 2ème branche du microcircuit. Essayez de maintenir les valeurs indiquées : 20K - résistance d'ajustement et limitation 12K. Le condensateur entre les 2e et 4e pattes du microcircuit est de 0,1 µF.

La gamme de fréquences est régulée par deux éléments : d'une part, par une chaîne de résistances sur la 6ème branche du microcircuit, et d'autre part, par la capacité du condensateur sur la 5ème branche. Nous installons des résistances : 330K - tuning et 2,2K constante. Ensuite, regardez le graphique que j'ai donné au début. Nous avons limité les graphiques horizontalement aux valeurs des résistances. Gauche et droite. Pour un condensateur sur la 5ème branche d'une capacité de 1000 pF = 1 nF = 0,001 µF (ligne droite supérieure sur le graphique), la plage de fréquence résultante est de 4 KHz jusqu'à la limite du microcircuit (en réalité elle est de 150.. 200 KHz, mais potentiellement jusqu'à 470 KHz, bien que ces fréquences ne soient pas obtenues par les mêmes méthodes). Lors de la dernière mise à niveau du générateur, un interrupteur a été introduit dans le circuit, remplaçant le condensateur de synchronisation sur la 5ème branche du microcircuit d'une valeur nominale de 1000 pF à une autre par une valeur nominale de 100 nF = 0,1 µF, ce qui le rend possible de couvrir la plage de fréquences inférieure (la deuxième ligne droite à partir du bas du graphique). La deuxième plage est la suivante : de 40Hz à 5KHz. En conséquence, nous avons obtenu un générateur qui couvre la plage de 40 Hz à 200 KHz.

Quelques mots maintenant sur l'étage de sortie que nous contrôlons. En tant que clé, vous pouvez utiliser l'une des trois clés (transistors à effet de champ), en fonction des paramètres requis sur la charge. Les voici : IRF540 (28A, 100V), IRF640 (18A, 200V) et IRF840 (8A, 500V). Les jambes des trois sont numérotées de la même manière. Pour un bord de fuite plus net, utilisez le transistor KT6115A. Le rôle de ce transistor est de réduire fortement le potentiel de grille de l'interrupteur de champ à moins. Une diode et une résistance 1K sont utilisées pour connecter ce transistor supplémentaire (driver). La résistance de 10 ohms sur la grille élimine directement les éventuelles sonneries haute fréquence. De plus, afin de lutter contre le tintement, je recommande de mettre un petit anneau de ferrite sur le pied du boulon du canon de campagne.

Si nécessaire, le circuit peut être converti en circuit push-pull et pomper deux charges en alternance. Les principales différences du mode push-pull sont, d'une part, une réduction de la fréquence de sortie sur chaque canal de moitié par rapport à celle calculée, et d'autre part, le rapport cyclique du signal dans chaque canal sera désormais ajusté de 0 à 50 %. Pour passer le circuit en mode push-pull, il est nécessaire d'appliquer une puissance positive sur la 8ème branche du microcircuit (comme sur la 11ème branche). Il est également nécessaire de connecter la 13ème branche avec 14 et 15. En conséquence, fixez un étage de sortie similaire à la sortie de la 9ème branche, comme on le voit sur la 10ème branche du microcircuit.

Enfin, je note que la puce TL494 fonctionne sur une plage d'alimentation allant de 7 à 41V. Vous ne pouvez pas fournir moins de 7 Volts - il ne démarrera tout simplement pas. Pour les transistors clés de ce type, une alimentation de 9 volts est suffisante. Il vaut mieux faire du 12V, encore mieux du 15V (il s'ouvrira plus vite, c'est-à-dire que le bord d'attaque sera plus court). Si vous ne trouvez pas le KT6115A, vous pouvez le remplacer par un autre transistor moins puissant, le KT685D (ou n'importe quelle lettre). Les pattes du transistor 685, s'il est face à vous, sont de gauche à droite : K, B, E. Je vous souhaite des expériences réussies !

Nikolaï Petrouchov

TL494, de quel genre de « bête » s'agit-il ?

TL494 (Texas Instruments) est probablement le contrôleur PWM le plus courant, sur la base duquel la majeure partie des alimentations informatiques et des composants d'alimentation de divers appareils électroménagers ont été créés.
Et même maintenant, ce microcircuit est très populaire parmi les radioamateurs qui construisent des alimentations à découpage. L'analogue national de ce microcircuit est le M1114EU4 (KR1114EU4). De plus, différentes sociétés étrangères produisent ce microcircuit sous des noms différents. Par exemple IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). C'est la même puce.
Son âge est bien plus jeune que le TL431. Il a commencé à être produit par Texas Instruments à la fin des années 90 et au début des années 2000.
Essayons de comprendre ensemble ce qu'elle est et de quel genre de « bête » il s'agit ? Nous considérerons la puce TL494 (Texas Instruments).

Alors, voyons d’abord ce qu’il y a à l’intérieur.

Composé.

Il contient:
- générateur de tension en dents de scie (SPG) ;
- comparateur de réglage des temps morts (DA1) ;
- Comparateur de réglage PWM (DA2) ;
- l'amplificateur d'erreur 1 (DA3), utilisé principalement pour la tension ;
- l'amplificateur d'erreur 2 (DA4), utilisé principalement pour le signal de limite de courant ;
- source de tension de référence stable (VS) à 5V avec broche externe 14 ;
- circuit de commande pour le fonctionnement de l'étage de sortie.

Ensuite, bien sûr, nous examinerons tous ses composants et essaierons de comprendre pourquoi tout cela est nécessaire et comment tout cela fonctionne, mais nous devrons d'abord donner ses paramètres de fonctionnement (caractéristiques).

Possibilités	Min.	Max.	Unité Changement
V CC Tension d'alimentation	7	40	DANS
V I Tension d'entrée de l'amplificateur	-0,3	VCC-2	DANS
V O Tension du collecteur		40	DANS
Courant du collecteur (chaque transistor)		200	mA
Courant de retour		0,3	mA
f Fréquence de l'oscillateur OSC	1	300	kHz
C T Capacité du générateur	0,47	10000	nF
R T Résistance de la résistance du générateur	1,8	500	kOhm
T A Température de fonctionnement TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Ses caractéristiques limitantes sont les suivantes :

Tension d'alimentation................................................. .....41V

Tension d'entrée de l'amplificateur................................(Vcc+0,3)V

Tension de sortie du collecteur................................41V

Courant de sortie du collecteur.................................................. ....250mA

Dissipation totale de puissance en mode continu....1W

Emplacement et fonction des broches du microcircuit.

Conclusion 1

Il s'agit de l'entrée non inverseuse (positive) de l'amplificateur d'erreur 1.
Si la tension d'entrée est inférieure à la tension sur la broche 2, alors il n'y aura aucune erreur à la sortie de cet amplificateur, il n'y aura pas de tension (la sortie aura un niveau faible) et cela n'aura aucun effet sur la largeur (facteur de service) des impulsions de sortie.
Si la tension sur cette broche est supérieure à celle sur la broche 2, alors à la sortie de cet amplificateur 1, une tension apparaîtra (la sortie de l'amplificateur 1 aura un niveau haut) et la largeur (facteur de service) des impulsions de sortie sera diminuez d'autant plus que la tension de sortie de cet amplificateur est élevée (maximum 3,3 volts).

Conclusion 2

Il s'agit de l'entrée inverseuse (négative) de l'amplificateur de signal d'erreur 1.
Si la tension d'entrée sur cette broche est supérieure à celle sur la broche 1, il n'y aura pas d'erreur de tension à la sortie de l'amplificateur (la sortie sera faible) et cela n'aura aucun effet sur la largeur (facteur de service) de la sortie. des impulsions.
Si la tension sur cette broche est inférieure à celle sur la broche 1, la sortie de l'amplificateur sera élevée.

L'amplificateur d'erreur est un ampli opérationnel classique avec un gain de l'ordre de = 70..95 dB à tension continue (Ku = 1 à une fréquence de 350 kHz). La plage de tension d'entrée de l'ampli-op s'étend de -0,3 V à la tension d'alimentation, moins 2 V. Autrement dit, la tension d'entrée maximale doit être inférieure d'au moins deux volts à la tension d'alimentation.

Conclusion 3

Ce sont les sorties des amplificateurs d'erreur 1 et 2, connectés à cette broche via des diodes (circuit OU). Si la tension à la sortie d'un amplificateur passe de faible à élevée, alors à la broche 3, elle passe également à un niveau élevé.
Si la tension à cette broche dépasse 3,3 V, alors les impulsions à la sortie du microcircuit disparaissent (rapport cyclique nul).
Si la tension sur cette broche est proche de 0 V, alors la durée des impulsions de sortie (facteur de service) sera maximale.

La broche 3 est généralement utilisée pour fournir un retour aux amplificateurs, mais si nécessaire, la broche 3 peut également être utilisée comme entrée pour fournir des modifications de largeur d'impulsion.
Si la tension aux bornes est élevée (> ~ 3,5 V), il n'y aura aucune impulsion à la sortie MS. L'alimentation électrique ne démarrera en aucun cas.

Conclusion 4

Il contrôle la plage de variation du temps « mort » (anglais Dead-Time Control), en principe c'est le même rapport cyclique.
Si la tension est proche de 0 V, la sortie du microcircuit aura à la fois des impulsions de largeur minimale possible et maximale, qui peuvent en conséquence être définies par d'autres signaux d'entrée (amplificateurs d'erreur, broche 3).
Si la tension sur cette broche est d'environ 1,5 V, alors la largeur des impulsions de sortie sera d'environ 50 % de leur largeur maximale.
Si la tension sur cette broche dépasse 3,3 V, il n'y aura aucune impulsion à la sortie MS. L'alimentation électrique ne démarrera en aucun cas.
Mais n'oubliez pas qu'à mesure que le temps « mort » augmente, la plage de réglage PWM diminuera.

En modifiant la tension à la broche 4, vous pouvez définir une largeur fixe du temps « mort » (diviseur R-R), mettre en œuvre un mode de démarrage progressif dans l'alimentation (chaîne R-C), fournir un arrêt à distance du MS (clé) et vous pouvez également utiliser cette broche comme entrée de contrôle linéaire.

Voyons (pour ceux qui ne le savent pas) ce qu'est le temps "mort" et à quoi il sert.
Lorsqu'un circuit d'alimentation push-pull fonctionne, des impulsions sont alternativement fournies des sorties du microcircuit aux bases (grilles) des transistors de sortie. Étant donné que tout transistor est un élément inertiel, il ne peut pas se fermer (s'ouvrir) instantanément lorsqu'un signal est retiré (fourni) de la base (grille) du transistor de sortie. Et si des impulsions sont appliquées aux transistors de sortie sans temps « mort » (c'est-à-dire qu'une impulsion est supprimée de l'un et immédiatement appliquée au second), un moment peut arriver où un transistor n'a pas le temps de se fermer, mais le second a déjà ouvert. Ensuite, tout le courant (appelé courant traversant) circulera à travers les deux transistors ouverts, en contournant la charge (enroulement du transformateur), et comme il ne sera limité par rien, les transistors de sortie tomberont instantanément en panne.
Pour éviter que cela ne se produise, il est nécessaire qu'après la fin d'une impulsion et avant le début de la suivante, un certain temps s'écoule, suffisant pour la fermeture fiable du transistor de sortie à l'entrée duquel le signal de commande a été supprimé.
Ce temps est appelé temps « mort ».

Oui, si l'on regarde la figure avec la composition du microcircuit, on voit que la broche 4 est connectée à l'entrée du comparateur de réglage du temps mort (DA1) via une source de tension de 0,1-0,12 V. A quoi ça sert ?
Ceci est précisément fait pour garantir que la largeur maximale (facteur de service) des impulsions de sortie n'est jamais égale à 100 %, afin de garantir le fonctionnement sûr des transistors de sortie (sortie).
Autrement dit, si vous "connectez" la broche 4 au fil commun, alors à l'entrée du comparateur DA1, il n'y aura toujours pas de tension nulle, mais il y aura une tension de cette valeur (0,1-0,12 V) et des impulsions du générateur de tension en dents de scie (RPG) n'apparaîtront à la sortie du microcircuit que lorsque leur amplitude à la broche 5 dépassera cette tension. C'est-à-dire que le microcircuit a un seuil maximum fixe du rapport cyclique des impulsions de sortie, qui ne dépassera pas 95 à 96 % pour le mode de fonctionnement à cycle unique de l'étage de sortie et 47,5 à 48 % pour le mode push-pull. mode de fonctionnement de l'étage de sortie.

Conclusion 5

Il s'agit de la sortie GPG, elle est destinée à y connecter un condensateur de temporisation Ct dont la deuxième extrémité est connectée au fil commun. Sa capacité est généralement choisie entre 0,01 µF et 0,1 µF, en fonction de la fréquence de sortie des impulsions GPG du contrôleur PWM. En règle générale, des condensateurs de haute qualité sont utilisés ici.
La fréquence de sortie du GPG peut être contrôlée sur cette broche. L'oscillation de tension de sortie du générateur (amplitude des impulsions de sortie) se situe autour de 3 volts.

Conclusion 6

Il s'agit également de la sortie GPN, destinée à y connecter une résistance de mise à l'heure Rt dont la deuxième extrémité est reliée au fil commun.
Les valeurs de Rt et Ct déterminent la fréquence de sortie de la pompe à essence et sont calculées à l'aide de la formule du mode de fonctionnement à cycle unique ;

Pour le mode de fonctionnement push-pull, la formule est la suivante ;

Pour les contrôleurs PWM d'autres sociétés, la fréquence est calculée à l'aide de la même formule, à l'exception du fait que le chiffre 1 devra être remplacé par 1,1.

Conclusion 7

Il se connecte au fil commun du circuit de l'appareil sur le contrôleur PWM.

Conclusion 8

Le microcircuit contient un étage de sortie avec deux transistors de sortie, qui sont ses commutateurs de sortie. Les bornes des collecteurs et des émetteurs de ces transistors sont libres et donc, selon les besoins, ces transistors peuvent être inclus dans le circuit pour fonctionner à la fois avec un émetteur commun et un collecteur commun.
En fonction de la tension à la broche 13, cet étage de sortie peut fonctionner soit en mode push-pull, soit en mode monocycle. En mode de fonctionnement asymétrique, ces transistors peuvent être connectés en parallèle pour augmenter le courant de charge, ce qui est habituellement fait.
Ainsi, la broche 8 est la broche du collecteur du transistor 1.

Conclusion 9

Il s'agit de la broche émettrice du transistor 1.

Conclusion 10

Il s'agit de la broche émettrice du transistor 2.

Conclusion 11

C'est le collecteur du transistor 2.

Conclusion 12

Le « plus » de l’alimentation TL494CN est connecté à cette broche.

Conclusion 13

Il s'agit de la sortie permettant de sélectionner le mode de fonctionnement de l'étage de sortie. Si cette broche est connectée au fil commun, l'étage de sortie fonctionnera en mode asymétrique. Les signaux de sortie aux bornes des commutateurs à transistors seront les mêmes.
Si vous appliquez une tension de +5 V à cette broche (connectez les broches 13 et 14), alors les commutateurs de sortie fonctionneront en mode push-pull. Les signaux de sortie aux bornes des commutateurs à transistor seront déphasés et la fréquence des impulsions de sortie sera deux fois moins élevée.

Conclusion 14

C'est la sortie de l'écurie ET vidange À PROPOS porno N tension (ION), avec une tension de sortie de +5 V et un courant de sortie jusqu'à 10 mA, qui peut être utilisée comme référence pour la comparaison dans les amplificateurs d'erreur et à d'autres fins.

Conclusion 15

Son fonctionnement est exactement le même que celui de la broche 2. Si le deuxième amplificateur d'erreur n'est pas utilisé, la broche 15 est simplement connectée à la broche 14 (tension de référence +5 V).

Conclusion 16

Il fonctionne de la même manière que la broche 1. Si le deuxième amplificateur d'erreur n'est pas utilisé, il est généralement connecté au fil commun (broche 7).
Avec la broche 15 connectée au +5V et la broche 16 connectée à la masse, il n'y a pas de tension de sortie du deuxième amplificateur, cela n'a donc aucun effet sur le fonctionnement de la puce.

Le principe de fonctionnement du microcircuit.

Alors, comment fonctionne le contrôleur PWM TL494 ?
Ci-dessus, nous avons examiné en détail le but des broches de ce microcircuit et la fonction qu'elles remplissent.
Si tout cela est soigneusement analysé, tout cela montre clairement comment fonctionne ce microcircuit. Mais je vais encore une fois décrire très brièvement le principe de son fonctionnement.

Lorsque le microcircuit est généralement allumé et qu'il est alimenté (moins à la broche 7, plus à la broche 12), le GPG commence à produire des impulsions en dents de scie d'une amplitude d'environ 3 volts, dont la fréquence dépend de C et R. connecté aux broches 5 et 6 du microcircuit.
Si la valeur des signaux de commande (aux broches 3 et 4) est inférieure à 3 volts, des impulsions rectangulaires apparaissent aux commutateurs de sortie du microcircuit, dont la largeur (facteur de service) dépend de la valeur des signaux de commande aux broches 3 et 4.
C'est-à-dire que le microcircuit compare la tension en dents de scie positive du condensateur Ct (C1) avec l'un des deux signaux de commande.
Les circuits logiques de commande des transistors de sortie VT1 et VT2 ne les ouvrent que lorsque la tension des impulsions en dents de scie est supérieure aux signaux de commande. Et plus cette différence est grande, plus l'impulsion de sortie est large (plus le rapport cyclique est grand).
La tension de commande à la broche 3 dépend à son tour des signaux aux entrées des amplificateurs opérationnels (amplificateurs d'erreur), qui à leur tour peuvent contrôler la tension de sortie et le courant de sortie de l'alimentation.

Ainsi, une augmentation ou une diminution de la valeur de tout signal de commande provoque une diminution ou une augmentation linéaire correspondante de la largeur des impulsions de tension aux sorties du microcircuit.
Comme mentionné ci-dessus, la tension de la broche 4 (contrôle du temps mort), les entrées des amplificateurs d'erreur ou le signal de retour directement de la broche 3 peuvent être utilisés comme signaux de commande.

La théorie, comme on dit, est la théorie, mais il sera bien mieux de voir et de « toucher » tout cela dans la pratique, alors assemblons le circuit suivant sur une maquette et voyons de nos propres yeux comment tout cela fonctionne.

Le moyen le plus simple et le plus rapide est de tout assembler sur une maquette. Oui, j'ai installé la puce KA7500. La broche "13" du microcircuit est connectée au fil commun, c'est-à-dire que nos commutateurs de sortie fonctionneront en mode monocycle (les signaux sur les transistors seront les mêmes) et la fréquence de répétition des impulsions de sortie correspondra à la fréquence de la tension en dents de scie du GPG.

J'ai connecté l'oscilloscope aux points de contrôle suivants :
- Le premier faisceau vers la broche « 4 », pour contrôler la tension constante sur cette broche. Situé au centre de l'écran sur la ligne zéro. Sensibilité - 1 volt par division ;
- Le deuxième faisceau vers la broche « 5 », pour contrôler la tension en dents de scie du GPG. Il est également situé sur la ligne zéro (les deux faisceaux sont combinés) au centre de l'oscilloscope et avec la même sensibilité ;
- Le troisième faisceau vers la sortie du microcircuit vers la broche « 9 », pour contrôler les impulsions à la sortie du microcircuit. La sensibilité du faisceau est de 5 volts par division (0,5 volts plus un diviseur par 10). Situé en bas de l'écran de l'oscilloscope.

J'ai oublié de dire que les interrupteurs de sortie du microcircuit sont connectés à un collecteur commun. En d'autres termes - selon le circuit émetteur-suiveur. Pourquoi un répéteur ? Parce que le signal à l’émetteur du transistor répète exactement le signal de base, de sorte que nous pouvons tout voir clairement.
Si vous supprimez le signal du collecteur du transistor, il sera inversé (à l'envers) par rapport au signal de base.
Nous alimentons le microcircuit et voyons ce que nous avons aux bornes.

Sur la quatrième jambe, nous avons zéro (le curseur de la résistance de réglage est dans la position la plus basse), le premier faisceau est sur la ligne zéro au centre de l'écran. Les amplificateurs d'erreur ne fonctionnent pas non plus.
Sur la cinquième branche, nous voyons une tension en dents de scie du GPN (deuxième rayon), avec une amplitude légèrement supérieure à 3 volts.
A la sortie du microcircuit (broche 9) on voit des impulsions rectangulaires d'une amplitude d'environ 15 volts et d'une largeur maximale (96%). Les points en bas de l'écran correspondent exactement au seuil de rapport cyclique fixe. Pour faciliter la visualisation, activons l'étirement sur l'oscilloscope.

Eh bien, maintenant vous pouvez mieux le voir. C'est précisément le moment où l'amplitude de l'impulsion tombe à zéro et le transistor de sortie est fermé pendant ce court laps de temps. Le niveau zéro de ce faisceau se trouve en bas de l'écran.
Eh bien, ajoutons de la tension à la broche "4" et voyons ce que nous obtenons.

Sur la broche « 4 », j'ai réglé une tension constante de 1 volt à l'aide d'une résistance d'ajustement, le premier faisceau s'est élevé d'une division (ligne droite sur l'écran de l'oscilloscope). Que voit-on ? Le temps mort a augmenté (le rapport cyclique a diminué), c'est la ligne pointillée en bas de l'écran. Autrement dit, le transistor de sortie est fermé pendant environ la moitié de la durée de l'impulsion elle-même.
Ajoutons un volt supplémentaire avec une résistance d'ajustement à la broche "4" du microcircuit.

Nous voyons que le premier faisceau a augmenté d'une division supplémentaire, la durée des impulsions de sortie est devenue encore plus courte (1/3 de la durée de l'impulsion entière) et le temps mort (le temps de fermeture du transistor de sortie) a augmenté aux deux tiers. C'est-à-dire qu'il est clairement visible que la logique du microcircuit compare le niveau du signal GPG avec le niveau du signal de commande et transmet à la sortie uniquement le signal GPG dont le niveau est supérieur au signal de commande.

Pour que ce soit encore plus clair, la durée (largeur) des impulsions de sortie du microcircuit sera la même que la durée (largeur) des impulsions de sortie de tension en dents de scie situées au dessus du niveau du signal de commande (au dessus de la ligne droite sur l'oscilloscope écran).

Allons plus loin, ajoutons un autre volt à la broche "4" du microcircuit. Que voit-on ? A la sortie du microcircuit se trouvent des impulsions très courtes, approximativement de la même largeur que les pics de tension en dents de scie dépassant de la ligne droite. Allumons l'étirement sur l'oscilloscope pour que le pouls soit mieux visible.

Ici, nous voyons une courte impulsion, pendant laquelle le transistor de sortie sera ouvert, et le reste du temps (ligne inférieure de l'écran) sera fermé.
Eh bien, essayons d'augmenter encore plus la tension sur la broche "4". Nous utilisons une résistance d'ajustement pour régler la tension à la sortie au-dessus du niveau de la tension en dents de scie du GPG.

Et bien ça y est, notre alimentation cessera de fonctionner, puisque la sortie est complètement « calme ». Il n'y a pas d'impulsions de sortie, car sur la broche de commande « 4 », nous avons un niveau de tension constant supérieur à 3,3 volts.
Absolument la même chose se produira si vous appliquez un signal de commande à la broche « 3 » ou à n’importe quel amplificateur d’erreur. Si quelqu'un est intéressé, vous pouvez le vérifier vous-même expérimentalement. De plus, si les signaux de commande sont sur toutes les broches de commande à la fois et contrôlent le microcircuit (prevail), il y aura un signal de la broche de commande dont l'amplitude est plus grande.

Eh bien, essayons de déconnecter la broche "13" du fil commun et de la connecter à la broche "14", c'est-à-dire de changer le mode de fonctionnement des commutateurs de sortie de cycle unique à push-pull. Voyons ce que nous pouvons faire.

À l'aide d'une résistance trimmer, nous ramenons à nouveau la tension à la broche « 4 » à zéro. Allumer l'appareil. Que voit-on ?
La sortie du microcircuit contient également des impulsions rectangulaires de durée maximale, mais leur fréquence de répétition est devenue la moitié de la fréquence des impulsions en dents de scie.
Les mêmes impulsions seront sur le deuxième transistor clé du microcircuit (broche 10), à la seule différence qu'elles seront décalées dans le temps par rapport à celles-ci de 180 degrés.
Il existe également un seuil de cycle de service maximum (2 %). Maintenant, ce n'est plus visible, vous devez connecter le 4ème faisceau de l'oscilloscope et combiner les deux signaux de sortie ensemble. La quatrième sonde n’est pas à portée de main, donc je ne l’ai pas fait. Quiconque le souhaite, vérifiez-le pratiquement par vous-même pour vous en assurer.

Dans ce mode, le microcircuit fonctionne exactement de la même manière qu'en mode monocycle, la seule différence étant que la durée maximale des impulsions de sortie ne dépassera pas ici 48 % de la durée totale de l'impulsion.
Nous ne considérerons donc pas ce mode pendant longtemps, mais verrons simplement quel type d'impulsions nous avons lorsque la tension à la broche « 4 » est de deux volts.

Nous augmentons la tension avec une résistance ajustable. La largeur des impulsions de sortie a diminué jusqu'à 1/6 de la durée totale de l'impulsion, c'est-à-dire exactement deux fois plus que dans le mode de fonctionnement à cycle unique des commutateurs de sortie (1/3 fois là).
A la sortie du deuxième transistor (broche 10), il y aura les mêmes impulsions, décalées dans le temps de 180 degrés seulement.
Eh bien, en principe, nous avons analysé le fonctionnement du contrôleur PWM.

Également sur la broche « 4 ». Comme mentionné précédemment, cette broche peut être utilisée pour un démarrage « en douceur » de l'alimentation. Comment organiser cela ?
Très simple. Pour ce faire, connectez un circuit RC à la broche « 4 ». Voici un exemple de fragment du diagramme :

Comment fonctionne le « démarrage progressif » ici ? Regardons le diagramme. Le condensateur C1 est connecté à l'ION (+5 volts) via la résistance R5.
Lorsque l'alimentation est appliquée au microcircuit (broche 12), +5 volts apparaît sur la broche 14. Le condensateur C1 commence à se charger. Le courant de charge du condensateur traverse la résistance R5, au moment de la mise sous tension il est maximum (le condensateur est déchargé) et une chute de tension de 5 volts se produit aux bornes de la résistance, qui est fournie à la broche « 4 ». Cette tension, comme nous l'avons déjà découvert expérimentalement, interdit le passage des impulsions vers la sortie du microcircuit.
À mesure que le condensateur se charge, le courant de charge diminue et la chute de tension aux bornes de la résistance diminue en conséquence. La tension à la broche «4» diminue également et des impulsions commencent à apparaître à la sortie du microcircuit, dont la durée augmente progressivement (au fur et à mesure que le condensateur se charge). Lorsque le condensateur est complètement chargé, le courant de charge s'arrête, la tension sur la broche « 4 » devient proche de zéro et la broche « 4 » n'affecte plus la durée des impulsions de sortie. L'alimentation revient à son mode de fonctionnement.
Naturellement, vous avez deviné que le temps de démarrage de l'alimentation (elle atteint le mode de fonctionnement) dépendra de la taille de la résistance et du condensateur, et en les sélectionnant, il sera possible de réguler ce temps.

Eh bien, c'est brièvement toute la théorie et la pratique, et il n'y a rien de particulièrement compliqué ici, et si vous comprenez et comprenez le travail de ce PWM, alors il ne vous sera pas difficile de comprendre et de comprendre le travail des autres PWM.

Je souhaite à tous bonne chance.

Seulement les choses les plus importantes.
Tension d'alimentation 8-35V (cela semble possible jusqu'à 40V, mais je ne l'ai pas testé)
Possibilité de fonctionner en mode simple course et push-pull.

Pour le mode monocycle, la durée maximale d'impulsion est de 96 % (pas moins de 4 % de temps mort).
Pour la version deux temps, la durée du temps mort ne peut être inférieure à 4 %.
En appliquant une tension de 0...3,3 V à la broche 4, vous pouvez régler le temps mort. Et effectuez un lancement en douceur.
Il existe une source de tension de référence stabilisée intégrée de 5 V et un courant allant jusqu'à 10 mA.
Il existe une protection intégrée contre la basse tension d'alimentation, s'éteignant en dessous de 5,5...7 V (le plus souvent 6,4 V). Le problème est qu'à cette tension, les mosfets passent déjà en mode linéaire et grillent...
Il est possible d'éteindre le générateur de microcircuit en fermant la broche Rt (6), la broche de tension de référence (14) ou la broche Ct (5) à la masse avec une clé.

Fréquence de fonctionnement 1…300 kHz.

Deux amplificateurs opérationnels « erreur » intégrés avec gain Ku=70..95dB. Entrées - sorties (1) ; (2) et (15); (16). Les sorties des amplificateurs sont combinées par un élément OU, donc celui dont la tension de sortie est la plus élevée contrôle la durée de l'impulsion. L'une des entrées du comparateur est généralement liée à la tension de référence (14) et la seconde - là où elle est nécessaire... Le retard du signal à l'intérieur de l'amplificateur est de 400 ns, ils ne sont pas conçus pour fonctionner pendant un cycle d'horloge.

Les étages de sortie du microcircuit, avec un courant moyen de 200 mA, chargent rapidement la capacité d'entrée de la grille d'un puissant mosfet, mais n'assurent pas sa décharge. dans un délai raisonnable. Un pilote externe est donc requis.

Broche (5) condensateur C2 et broche (6) résistances R3 ; R4 - définir la fréquence de l'oscillateur interne du microcircuit. En mode push-pull il est divisé par 2.

Il existe une possibilité de synchronisation, déclenchée par des impulsions d'entrée.

Générateur à cycle unique avec fréquence et cycle de service réglables
Générateur monocycle avec fréquence et rapport cyclique réglables (rapport durée d'impulsion/durée de pause). Avec pilote de sortie à transistor unique. Ce mode est implémenté en connectant la broche 13 à un bus d'alimentation commun.

Schéma (1)

Le microcircuit comportant deux étages de sortie, qui dans ce cas fonctionnent en phase, ils peuvent être connectés en parallèle pour augmenter le courant de sortie... Ou non inclus... (en vert sur le schéma) De plus, la résistance R7 n'est pas toujours installée.

En mesurant la tension aux bornes de la résistance R10 avec un ampli-op, vous pouvez limiter le courant de sortie. La deuxième entrée est alimentée par une tension de référence par le diviseur R5 ; R6. Eh bien, vous voyez, le R10 va chauffer.

Chaîne C6 ; R11, sur la jambe (3), est placé pour une plus grande stabilité, la fiche technique le demande, mais il fonctionne sans. Le transistor peut également être utilisé comme structure NPN.

Schéma (2)

Schéma (3)

Générateur à cycle unique avec fréquence et cycle de service réglables. Avec driver de sortie à deux transistors (répéteur complémentaire).
Que puis-je dire ? La forme du signal est meilleure, les processus transitoires aux moments de commutation sont réduits, la capacité de charge est plus élevée et les pertes de chaleur sont moindres. Bien que cela puisse être une opinion subjective. Mais. Maintenant, je n'utilise qu'un pilote à deux transistors. Oui, la résistance dans le circuit de porte limite la vitesse de commutation des transitoires.

Schéma (4)

Et nous avons ici le circuit d'un convertisseur asymétrique réglable boost (boost) typique, avec régulation de tension et limitation de courant.

Le circuit fonctionne, je l'ai assemblé en plusieurs versions. La tension de sortie dépend du nombre de tours de la bobine L1, et de la résistance des résistances R7 ; R10 ; R11, qui sont sélectionnés lors de la configuration... La bobine elle-même peut être enroulée sur n'importe quoi. Taille - en fonction de la puissance. Anneau, sh-core, même juste sur la tige. Mais il ne faut pas qu’elle soit saturée. Par conséquent, si l'anneau est en ferrite, il doit alors être coupé et collé avec un espace. Les gros anneaux des alimentations informatiques fonctionneront bien ; il n'est pas nécessaire de les couper, ils sont en « fer pulvérisé » ; l'espace est déjà prévu. Si le noyau est en forme de W, nous n'installons pas d'entrefer magnétique, ils sont livrés avec un noyau moyen court - ceux-ci ont déjà un espace. Bref, on l'enroule avec un fil de cuivre ou de montage épais (0,5-1,0 mm selon la puissance) et le nombre de tours est de 10 ou plus (selon la tension que l'on souhaite obtenir). Nous connectons la charge à la tension prévue de faible puissance. Nous connectons notre création à la batterie grâce à une lampe puissante. Si la lampe ne s'allume pas à pleine intensité, munissez-vous d'un voltmètre et d'un oscilloscope...

Nous sélectionnons les résistances R7 ; R10 ; R11 et le nombre de tours de la bobine L1, atteignant la tension prévue à la charge.

Choke Dr1 - 5...10 tours avec un fil épais sur n'importe quel noyau. J'ai même vu des options où L1 et Dr1 sont enroulés sur le même noyau. Je ne l'ai pas vérifié moi-même.

Schéma (5)

Il s'agit également d'un véritable circuit convertisseur boost qui peut être utilisé, par exemple, pour charger un ordinateur portable à partir d'une batterie de voiture. Le comparateur aux entrées (15) ; (16) surveille la tension de la batterie « donneuse » et éteint le convertisseur lorsque la tension sur celle-ci descend en dessous du seuil sélectionné.

Chaîne C8 ; R12 ; VD2, appelé Snubber, est conçu pour supprimer les émissions inductives. Un MOSFET basse tension économise, par exemple l'IRF3205 peut supporter, si je ne me trompe pas, (drain - source) jusqu'à 50V. Cependant, cela réduit considérablement l’efficacité. La diode et la résistance deviennent très chaudes. Cela augmente la fiabilité. Dans certains modes (circuits), sans cela, un transistor puissant grille simplement immédiatement. Mais parfois ça marche sans tout ça... Il faut regarder l'oscilloscope...

Schéma (6)

Générateur maître push-pull.
Diverses options de conception et de réglage.
À première vue, la grande variété de circuits de commutation se résume à un nombre beaucoup plus modeste de ceux qui fonctionnent réellement... La première chose que je fais habituellement lorsque je vois un circuit « rusé » est de le redessiner dans le standard qui m'est familier. tome. Auparavant, cela s'appelait GOST. De nos jours, on ne sait pas clairement comment dessiner, ce qui rend la perception extrêmement difficile. Et cache les erreurs. Je pense que c'est souvent fait exprès.
Oscillateur maître pour demi-pont ou pont. C'est le générateur le plus simple. La durée et la fréquence des impulsions sont réglées manuellement. Vous pouvez également régler la durée à l'aide d'un optocoupleur sur la jambe (3), mais le réglage est très pointu. Je l'ai utilisé pour interrompre le fonctionnement du microcircuit. Certains « luminaires » disent qu'il est impossible de contrôler à l'aide de la broche (3), le microcircuit va griller, mais mon expérience confirme la fonctionnalité de cette solution. À propos, il a été utilisé avec succès dans un onduleur de soudage.

Le générateur d'impulsions est utilisé pour la recherche en laboratoire dans le développement et le réglage d'appareils électroniques. Le générateur fonctionne dans une plage de tension de 7 à 41 volts et possède une capacité de charge élevée en fonction du transistor de sortie. L'amplitude des impulsions de sortie peut être égale à la valeur de la tension d'alimentation du microcircuit, jusqu'à la valeur limite de la tension d'alimentation de ce microcircuit +41 V. Sa base est connue de tous, souvent utilisée dans.

Analogues TL494 sont des microcircuits KA7500 et son clone domestique - KR1114EU4 .

Valeurs limites des paramètres :

Tension d'alimentation 41V
Tension d'entrée de l'amplificateur (Vcc+0,3)V
Tension de sortie du collecteur 41V
Courant de sortie du collecteur 250 mA
Dissipation de puissance totale en mode continu 1W
Plage de température ambiante de fonctionnement :
-c suffixe L -25..85С
-avec suffixe С.0..70С
Plage de température de stockage -65…+150С

Schéma de principe de l'appareil

Circuit générateur d'impulsions carrées

Circuit imprimé du générateur TL494 et les autres fichiers se trouvent dans un fichier séparé.

Le réglage de la fréquence est effectué par l'interrupteur S2 (grossièrement) et la résistance RV1 (en douceur), le rapport cyclique est ajusté par la résistance RV2. Le commutateur SA1 change les modes de fonctionnement du générateur de en phase (un cycle) à anti-phase (deux temps). La résistance R3 sélectionne la plage de fréquences la plus optimale à couvrir ; la plage de réglage du rapport cyclique peut être sélectionnée à l'aide des résistances R1, R2.

Pièces de générateur d'impulsions

Les condensateurs C1-C4 du circuit de synchronisation sont sélectionnés pour la plage de fréquences requise et leur capacité peut aller de 10 microfarads pour la sous-gamme infra-basse à 1000 picofarads pour la fréquence la plus élevée.

Avec une limite de courant moyenne de 200 mA, le circuit est capable de charger le portail assez rapidement, mais
Il est impossible de le décharger lorsque le transistor est bloqué. La décharge de la grille à l'aide d'une résistance mise à la terre est également d'une lenteur insatisfaisante. A ces fins, un répéteur complémentaire indépendant est utilisé.

• Lire : « Comment le faire à partir d'un ordinateur ».

Les transistors sont sélectionnés sur n'importe quel HF avec une faible tension de saturation et une réserve de courant suffisante. Par exemple KT972+973. Si des sorties puissantes ne sont pas nécessaires, le répéteur complémentaire peut être supprimé. En l'absence d'une deuxième résistance de construction de 20 kOm, deux résistances constantes de 10 kOm ont été utilisées, fournissant un rapport cyclique inférieur à 50 %. L'auteur du projet est Alexander Terentyev.

Description générale et utilisation

TL 494 et ses versions ultérieures sont le microcircuit le plus couramment utilisé pour construire des convertisseurs de puissance push-pull.

• TL494 (développement original de Texas Instruments) - CI convertisseur de tension PWM avec sorties asymétriques (TL 494 IN - package DIP16, -25..85C, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
• K1006EU4 - analogue domestique du TL494
• TL594 - analogique du TL494 avec une précision améliorée des amplificateurs d'erreur et du comparateur
• TL598 - analogique du TL594 avec un répéteur push-pull (pnp-npn) en sortie

Ce matériel est une généralisation sur le sujet du document technique original Texas Instruments, publications International Rectifier (« Power semiconductor devices International Rectifier », Voronezh, 1999) et Motorola.

Avantages et inconvénients de ce microcircuit :

• Plus : Circuits de contrôle développés, deux amplificateurs différentiels (peuvent également exécuter des fonctions logiques)
• Inconvénients : les sorties monophasées nécessitent un montage supplémentaire (par rapport à l'UC3825)
• Moins : le contrôle du courant n'est pas disponible, boucle de rétroaction relativement lente (non critique dans le PN automobile)
• Inconvénients : La connexion synchrone de deux circuits intégrés ou plus n'est pas aussi pratique que dans l'UC3825

1. Caractéristiques des puces TL494

Circuits de protection ION et sous-tension. Le circuit s'allume lorsque la puissance atteint le seuil de 5,5..7,0 V (valeur typique 6,4 V). Jusqu'à ce moment, les bus de contrôle internes interdisent le fonctionnement du générateur et de la partie logique du circuit. Le courant à vide à la tension d'alimentation +15 V (les transistors de sortie sont désactivés) ne dépasse pas 10 mA. ION +5V (+4,75..+5,25 V, stabilisation de sortie pas pire que +/- 25 mV) fournit un courant circulant jusqu'à 10 mA. L'ION ne peut être amplifié qu'à l'aide d'un émetteur suiveur NPN (voir TI pp. 19-20), mais la tension à la sortie d'un tel « stabilisateur » dépendra grandement du courant de charge.

Générateur génère une tension en dents de scie de 0..+3.0V (l'amplitude est définie par l'ION) sur le condensateur de synchronisation Ct (broche 5) pour le TL494 Texas Instruments et de 0...+2.8V pour le TL494 Motorola (que pouvons-nous attendu des autres ?), respectivement, pour TI F =1,0/(RtCt), pour Motorola F=1,1/(RtCt).

Les fréquences de fonctionnement de 1 à 300 kHz sont acceptables, avec la plage recommandée Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. Dans ce cas, la dérive de température typique de la fréquence est (bien entendu, sans tenir compte de la dérive des composants connectés) de +/-3 %, et la dérive de fréquence en fonction de la tension d'alimentation est inférieure à 0,1 % sur toute la plage autorisée.

Pour éteindre le générateur à distance, vous pouvez utiliser une clé externe pour court-circuiter l'entrée Rt (6) à la sortie de l'ION, ou court-circuiter Ct à la masse. Bien entendu, la résistance de fuite de l'interrupteur ouvert doit être prise en compte lors de la sélection de Rt, Ct.

Entrée de contrôle de phase de repos (cycle de service) via le comparateur de phase de repos, définit la pause minimale requise entre les impulsions dans les bras du circuit. Ceci est nécessaire à la fois pour empêcher le passage du courant dans les étages de puissance en dehors du circuit intégré et pour un fonctionnement stable du déclencheur - le temps de commutation de la partie numérique du TL494 est de 200 ns. Le signal de sortie est activé lorsque la scie dépasse la tension à l'entrée de commande 4 (DT) de Ct. À des fréquences d'horloge jusqu'à 150 kHz avec une tension de commande nulle, la phase de repos = 3 % de la période (polarisation équivalente du signal de commande 100..120 mV), à hautes fréquences, la correction intégrée étend la phase de repos à 200. .300ns.

À l'aide du circuit d'entrée DT, vous pouvez définir une phase de repos fixe (diviseur R-R), un mode de démarrage progressif (R-C), un arrêt à distance (clé) et également utiliser DT comme entrée de commande linéaire. Le circuit d'entrée est assemblé à l'aide de transistors PNP, de sorte que le courant d'entrée (jusqu'à 1,0 μA) sort du circuit intégré plutôt que d'y entrer. Le courant est assez important, c'est pourquoi les résistances à haute résistance (pas plus de 100 kOhm) doivent être évitées. Voir TI, page 23 pour un exemple de protection contre les surtensions utilisant une diode Zener à 3 broches TL430 (431).

Amplificateurs d'erreur- en fait, des amplificateurs opérationnels avec Ku = 70..95 dB à tension constante (60 dB pour les premières séries), Ku = 1 à 350 kHz. Les circuits d'entrée sont assemblés à l'aide de transistors PNP, de sorte que le courant d'entrée (jusqu'à 1,0 μA) sort du circuit intégré plutôt que d'y entrer. Le courant est assez important pour l'ampli-op, la tension de polarisation est également élevée (jusqu'à 10 mV), donc les résistances à haute résistance dans les circuits de commande (pas plus de 100 kOhm) doivent être évitées. Mais grâce à l'utilisation d'entrées PNP, la plage de tension d'entrée va de -0,3 V à Vsupply-2V.

Les sorties des deux amplificateurs sont combinées par diode OU. L'amplificateur dont la tension de sortie est la plus élevée prend le contrôle de la logique. Dans ce cas, le signal de sortie n'est pas disponible séparément, mais uniquement depuis la sortie de la diode OU (également l'entrée du comparateur d'erreurs). Ainsi, un seul amplificateur peut être bouclé en mode ligne. Cet amplificateur ferme la boucle de rétroaction linéaire principale à la tension de sortie. Dans ce cas, le deuxième amplificateur peut être utilisé comme comparateur - par exemple, lorsque le courant de sortie est dépassé, ou comme clé pour un signal d'alarme logique (surchauffe, court-circuit, etc.), un arrêt à distance, etc. les entrées du comparateur sont liées à l'ION, et un signal logique est organisé sur les deuxièmes signaux d'alarme OU (encore mieux - signaux d'état logique ET normal).

Lorsque vous utilisez un système d'exploitation RC dépendant de la fréquence, vous devez vous rappeler que la sortie des amplificateurs est en fait asymétrique (diode série !), elle chargera donc la capacité (vers le haut) et mettra beaucoup de temps à se décharger vers le bas. La tension à cette sortie est comprise entre 0..+3,5 V (légèrement supérieure à l'oscillation du générateur), puis le coefficient de tension chute fortement et à environ 4,5 V à la sortie, les amplificateurs sont saturés. De même, les résistances à faible résistance dans le circuit de sortie de l'amplificateur (boucle de rétroaction) doivent être évitées.

Les amplificateurs ne sont pas conçus pour fonctionner dans un cycle d'horloge de la fréquence de fonctionnement. Avec un délai de propagation du signal à l'intérieur de l'amplificateur de 400 ns, ils sont trop lents pour cela, et la logique de commande de déclenchement ne le permet pas (des impulsions latérales apparaîtraient en sortie). Dans les circuits PN réels, la fréquence de coupure du circuit OS est sélectionnée de l'ordre de 200 à 10 000 Hz.

Logique de contrôle de déclenchement et de sortie- Avec une tension d'alimentation d'au moins 7V, si la tension de scie au niveau du générateur est supérieure à celle de l'entrée de commande DT, et si la tension de scie est supérieure à l'un des amplificateurs d'erreur (en tenant compte des seuils et décalages) - la sortie du circuit est autorisée. Lorsque le générateur est réinitialisé du maximum à zéro, les sorties sont désactivées. Un déclencheur avec sortie paraphase divise la fréquence en deux. Avec le 0 logique à l'entrée 13 (mode sortie), les phases de déclenchement sont combinées par OU et fournies simultanément aux deux sorties ; avec le 1 logique, elles sont fournies en phase à chaque sortie séparément.

Transistors de sortie- Darlingtons npn avec protection thermique intégrée (mais sans protection actuelle). Ainsi, la chute de tension minimale entre le collecteur (généralement fermé au bus positif) et l'émetteur (à la charge) est de 1,5 V (typique à 200 mA), et dans un circuit avec un émetteur commun c'est un peu mieux, 1,1 V typique. Le courant de sortie maximum (avec un transistor ouvert) est limité à 500 mA, la puissance maximale pour l'ensemble de la puce est de 1 W.

2. Caractéristiques de l'application

Travail sur la grille d'un transistor MIS. Répéteurs de sortie

Lorsqu'ils fonctionnent sur une charge capacitive, qui est classiquement la grille d'un transistor MIS, les transistors de sortie TL494 sont activés par un émetteur suiveur. Lorsque le courant moyen est limité à 200 mA, le circuit est capable de charger rapidement la grille, mais il est impossible de la décharger lorsque le transistor est bloqué. La décharge de la grille à l'aide d'une résistance mise à la terre est également d'une lenteur insatisfaisante. Après tout, la tension aux bornes de la capacité de grille chute de façon exponentielle et pour désactiver le transistor, la grille doit être déchargée de 10 V à 3 V maximum. Le courant de décharge à travers la résistance sera toujours inférieur au courant de charge à travers le transistor (et la résistance chauffera un peu et volera le courant de commutation en montant).

Option A. Circuit de décharge via un transistor pnp externe (emprunté au site Web de Shikhman - voir « Alimentation de l'amplificateur Jensen »). Lors de la charge de la grille, le courant circulant à travers la diode éteint le transistor PNP externe ; lorsque la sortie IC est désactivée, la diode est éteinte, le transistor s'ouvre et décharge la grille à la masse. Moins - cela ne fonctionne que sur de petites capacités de charge (limitées par la réserve de courant du transistor de sortie IC).

Lors de l'utilisation du TL598 (avec une sortie push-pull), la fonction du côté bit inférieur est déjà câblée sur la puce. L’option A n’est pas pratique dans ce cas.

Option B. Répéteur complémentaire indépendant. Puisque la charge de courant principale est gérée par un transistor externe, la capacité (courant de charge) de la charge est pratiquement illimitée. Transistors et diodes - tout HF avec une faible tension de saturation et Ck, et une réserve de courant suffisante (1A par impulsion ou plus). Par exemple, KT644+646, KT972+973. La « masse » du répéteur doit être soudée directement à côté de la source de l’interrupteur d’alimentation. Les collecteurs des transistors répéteurs doivent être contournés avec une capacité céramique (non représentée sur le schéma).

Le choix du circuit dépend principalement de la nature de la charge (capacité de grille ou charge de commutation), de la fréquence de fonctionnement et des exigences de temps pour les fronts d'impulsion. Et ils (les fronts) doivent être aussi rapides que possible, car c'est lors des processus transitoires sur le commutateur MIS que la plupart des pertes de chaleur sont dissipées. Je recommande de se tourner vers les publications de la collection International Rectifier pour une analyse complète du problème, mais je me limiterai à un exemple.

Un transistor puissant - IRFI1010N - a une charge totale de référence sur la grille Qg = 130 nC. Ce n'est pas une mince affaire, car le transistor possède une surface de canal exceptionnellement grande pour garantir une résistance de canal extrêmement faible (12 mOhm). Ce sont les clés requises dans les convertisseurs 12 V, où chaque milliohm compte. Pour garantir que le canal s'ouvre, la grille doit être dotée de Vg=+6V par rapport à la terre, tandis que la charge totale de la grille est Qg(Vg)=60nC. Pour décharger de manière fiable une grille chargée à 10 V, il est nécessaire de dissoudre Qg(Vg)=90nC.

2. Mise en œuvre de la protection actuelle, du démarrage progressif, de la limitation du cycle de service

En règle générale, une résistance série dans le circuit de charge doit agir comme un capteur de courant. Mais il volera de précieux volts et watts à la sortie du convertisseur, ne surveillera que les circuits de charge et ne pourra pas détecter les courts-circuits dans les circuits primaires. La solution est un capteur de courant inductif dans le circuit primaire.

Le capteur lui-même (transformateur de courant) est une bobine toroïdale miniature (son diamètre interne doit, en plus de l'enroulement du capteur, laisser passer librement le fil de l'enroulement primaire du transformateur de puissance principal). On fait passer le fil de l'enroulement primaire du transformateur dans le tore (mais pas le fil « masse » de la source !). Nous réglons la constante de temps de montée du détecteur à environ 3 à 10 périodes de la fréquence d'horloge, le temps de décroissance à 10 fois plus, en fonction du courant de réponse de l'optocoupleur (environ 2 à 10 mA avec une chute de tension de 1,2 à 1,6). V).

Sur le côté droit du diagramme se trouvent deux solutions typiques pour le TL494. Le diviseur Rdt1-Rdt2 définit le cycle de service maximum (phase de repos minimum). Par exemple, avec Rdt1=4,7kOhm, Rdt2=47kOhm à la sortie 4, la tension constante est Udt=450mV, ce qui correspond à une phase de repos de 18..22% (en fonction de la série IC et de la fréquence de fonctionnement).

A la mise sous tension, Css se décharge et le potentiel à l'entrée DT est égal à Vref (+5V). Css est chargé via Rss (alias Rdt2), abaissant progressivement le potentiel DT jusqu'à la limite inférieure limitée par le diviseur. Il s'agit d'un "démarrage en douceur". Avec Css = 47 μF et les résistances indiquées, les sorties du circuit s'ouvrent 0,1 s après la mise sous tension et atteignent le cycle de fonctionnement en 0,3 à 0,5 s supplémentaires.

Dans le circuit, en plus de Rdt1, Rdt2, Css, il y a deux fuites - le courant de fuite de l'optocoupleur (pas supérieur à 10 μA à haute température, environ 0,1-1 μA à température ambiante) et le courant de base du CI transistor d'entrée provenant de l'entrée DT. Pour garantir que ces courants n'affectent pas de manière significative la précision du diviseur, Rdt2 = Rss n'est pas sélectionné à une valeur supérieure à 5 kOhm, Rdt1 - pas à une valeur supérieure à 100 kOhm.

Bien entendu, le choix d'un optocoupleur et d'un circuit DT pour le contrôle n'est pas fondamental. Il est également possible d'utiliser un amplificateur d'erreur en mode comparateur et de bloquer la capacité ou la résistance du générateur (par exemple, avec le même optocoupleur) - mais il ne s'agit que d'un arrêt, pas d'une limitation en douceur.

CONTRÔLE DES INTERRUPTEURS DE PUISSANCE DE L'ALIMENTATION À IMPULSIONS
AVEC TL494

L'ARTICLE A ÉTÉ PRÉPARÉ SUR LA BASE DU LIVRE DE A. V. GOLOVKOV et V. B LYUBITSKY "ALIMENTATION ÉLECTRIQUE POUR LES MODULES SYSTÈME DU TYPE IBM PC-XT/AT" PAR LA MAISON D'ÉDITION "LAD&N"

CI DE CONTRÔLE TL494

Dans les onduleurs modernes, des circuits intégrés (CI) spécialisés sont généralement utilisés pour générer la tension de commande pour commuter les transistors de puissance du convertisseur.
Un circuit intégré de contrôle idéal pour assurer le fonctionnement normal d'un onduleur en mode PWM doit satisfaire la plupart des conditions suivantes :
tension de fonctionnement ne dépassant pas 40 V ;
la présence d'une source de tension de référence hautement stable et thermiquement stabilisée ;
présence d'un générateur de tension en dents de scie
offrant la possibilité de synchroniser un démarrage progressif programmable avec un signal externe ;
la présence d'un amplificateur de signal de désadaptation avec une tension de mode commun élevée ;
présence d'un comparateur PWM ;
présence d'un déclencheur contrôlé par impulsion ;
la présence d'une cascade pré-terminale à deux canaux avec protection contre les courts-circuits ;
présence d'une logique de suppression de double impulsion ;
disponibilité de moyens pour corriger la symétrie des tensions de sortie ;
la présence d'une limitation de courant dans une large gamme de tensions de mode commun, ainsi qu'une limitation de courant à chaque période avec arrêt en mode d'urgence ;
disponibilité d'une commande automatique avec transmission directe;
assurer l'arrêt lorsque la tension d'alimentation chute ;
fournir une protection contre les surtensions ;
assurer la compatibilité avec la logique TTL/CMOS ;
permettant une mise en marche et un arrêt à distance.

Figure 11. Puce de contrôle TL494 et son brochage.

Dans la grande majorité des cas, un microcircuit de type TL494CN fabriqué par TEXAS INSTRUMENT (USA) est utilisé comme circuit de commande pour la classe d'alimentations à découpage considérée (Fig. 11). Il met en œuvre la plupart des fonctions énumérées ci-dessus et est produit par un certain nombre de sociétés étrangères sous différents noms. Par exemple, la société SHARP (Japon) produit le microcircuit IR3M02, la société FAIRCHILD (USA) - UA494, la société SAMSUNG (Corée) - KA7500, la société FUJITSU (Japon) - MB3759, etc. Tous ces microcircuits sont des analogues complets du microcircuit domestique KR1114EU4. Examinons en détail la conception et le fonctionnement de cette puce de contrôle. Il est spécialement conçu pour contrôler la partie puissance de l'onduleur et contient (Fig. 12) :

Figure 12. Schéma fonctionnel du CI TL494

Générateur de tension de rampe DA6 ; la fréquence GPG est déterminée par les valeurs de la résistance et du condensateur connectés aux 5ème et 6ème broches, et dans la classe d'alimentation considérée est choisie pour être d'environ 60 kHz ;
source de tension de référence stabilisée DA5 (Uref=+5,OB) avec sortie externe (broche 14) ;
comparateur de zone morte DA1 ;
comparateur PWM DA2 ;
amplificateur d'erreur de tension DA3 ;
amplificateur d'erreur pour signal de limite de courant DA4 ;
deux transistors de sortie VT1 et VT2 avec collecteurs et émetteurs ouverts ;
Déclencheur D dynamique push-pull en mode division de fréquence par 2 - DD2 ;
éléments logiques auxiliaires DD1 (2-OR), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT) ;
source de tension constante d'une valeur nominale de 0,1BDA7 ;
Source DC d'une valeur nominale de 0,7 mA DA8.
Le circuit de commande démarre, c'est-à-dire des séquences d'impulsions apparaîtront sur les broches 8 et 11 si une tension d'alimentation est appliquée à la broche 12, dont le niveau est compris entre +7 et +40 V. L'ensemble des unités fonctionnelles incluses dans le circuit intégré TL494 peut être divisé en partie numérique et partie analogique (chemins de signaux numériques et analogiques). La partie analogique comprend les amplificateurs d'erreur DA3, DA4, les comparateurs DA1, DA2, le générateur de tension en dents de scie DA6, ainsi que les sources auxiliaires DA5, DA7, DA8. Tous les autres éléments, y compris les transistors de sortie, forment la partie numérique (chemin numérique).

Figure 13. Fonctionnement du CI TL494 en mode nominal : U3, U4, U5 - tensions aux broches 3, 4, 5.

Considérons d'abord le fonctionnement de la voie numérique. Des chronogrammes expliquant le fonctionnement du microcircuit sont présentés sur la Fig. 13. D'après les chronogrammes, il ressort clairement que les instants d'apparition des impulsions de commande de sortie du microcircuit, ainsi que leur durée (schémas 12 et 13) sont déterminés par l'état de sortie de l'élément logique DD1 (schéma 5 ). Le reste de la « logique » ne remplit que la fonction auxiliaire de diviser les impulsions de sortie de DD1 en deux canaux. Dans ce cas, la durée des impulsions de sortie du microcircuit est déterminée par la durée de l'état ouvert de ses transistors de sortie VT1, VT2. Étant donné que ces deux transistors ont des collecteurs et des émetteurs ouverts, ils peuvent être connectés de deux manières. Lorsqu'elles sont allumées selon un circuit avec un émetteur commun, les impulsions de sortie sont supprimées des charges de collecteur externes des transistors (des broches 8 et 11 du microcircuit) et les impulsions elles-mêmes sont dirigées vers le bas à partir du niveau positif (le principal les fronts des impulsions sont négatifs). Les émetteurs des transistors (broches 9 et 10 du microcircuit) dans ce cas sont généralement mis à la terre. Lorsqu'elles sont allumées selon un circuit à collecteur commun, les charges externes sont connectées aux émetteurs des transistors et les impulsions de sortie, dirigées dans ce cas par des surtensions (les fronts montants des impulsions sont positifs), sont retirées des émetteurs de transistors VT1, VT2. Les collecteurs de ces transistors sont connectés au bus d'alimentation de la puce de contrôle (Upom).
Les impulsions de sortie des unités fonctionnelles restantes qui font partie de la partie numérique du microcircuit TL494 sont dirigées vers le haut, quel que soit le schéma de circuit du microcircuit.
Le déclencheur DD2 est une bascule D dynamique push-pull. Le principe de son fonctionnement est le suivant. Sur le front montant (positif) de l'impulsion de sortie de l'élément DD1, l'état de l'entrée D de la bascule DD2 est écrit dans le registre interne. Physiquement, cela signifie que la première des deux bascules incluses dans DD2 est commutée. Lorsque l'impulsion à la sortie de l'élément DD1 se termine, la deuxième bascule à l'intérieur de DD2 est commutée le long du front descendant (négatif) de cette impulsion et l'état des sorties DD2 change (les informations lues sur l'entrée D apparaissent à la sortie Q) . Ceci élimine la possibilité qu'une impulsion de déverrouillage apparaisse à la base de chacun des transistors VT1, VT2 deux fois pendant une période. En effet, tant que le niveau d'impulsion à l'entrée C du déclencheur DD2 n'a pas changé, l'état de ses sorties ne changera pas. Ainsi, l'impulsion est transmise à la sortie du microcircuit via l'un des canaux, par exemple celui du haut (DD3, DD5, VT1). Lorsque l'impulsion à l'entrée C se termine, déclenchez les commutateurs DD2, verrouillez le canal supérieur et déverrouillez le canal inférieur (DD4, DD6, VT2). Ainsi, la prochaine impulsion arrivant à l'entrée C et aux entrées DD5, DD6 sera transmise à la sortie du microcircuit via le canal inférieur. Ainsi, chacune des impulsions de sortie de l'élément DD1, avec son front négatif, commute le déclencheur DD2 et change ainsi le canal de passage de l'impulsion suivante. Par conséquent, le matériau de référence pour le microcircuit de contrôle indique que l'architecture du microcircuit permet une double suppression d'impulsion, c'est-à-dire supprime l'apparition de deux impulsions de déverrouillage basées sur le même transistor par période.
Considérons en détail une période de fonctionnement du chemin numérique du microcircuit.
L'apparition d'une impulsion de déverrouillage basée sur le transistor de sortie du canal supérieur (VT1) ou inférieur (VT2) est déterminée par la logique de fonctionnement des éléments DD5, DD6 (« 2OR-NOT ») et l'état des éléments DD3, DD4 (« 2AND »), qui, à son tour, est déterminé par l'état du déclencheur DD2.
La logique de fonctionnement de l'élément 2-OR-NOT, comme on le sait, est qu'une tension de niveau haut (1 logique) apparaît à la sortie d'un tel élément dans le seul cas où des niveaux de tension faibles (0 logique) sont présents à ses deux entrées. Pour d'autres combinaisons possibles de signaux d'entrée, la sortie de l'élément 2 OU-NON a un niveau de tension faible (0 logique). Par conséquent, si à la sortie Q du déclencheur DD2 il y a un 1 logique (instant ti du diagramme 5 de la Fig. 13), et à la sortie /Q il y a un 0 logique, alors aux deux entrées de l'élément DD3 (2I ) il y aura un 1 logique et, donc, un 1 logique apparaîtra à la sortie DD3, et donc à l'une des entrées de l'élément DD5 (2OR-NOT) de la voie supérieure. Ainsi, quel que soit le niveau du signal arrivant à la deuxième entrée de cet élément depuis la sortie de l'élément DD1, l'état de la sortie DD5 sera O logique, et le transistor VT1 restera à l'état fermé. L'état de sortie de l'élément DD4 sera 0 logique, car un 0 logique est présent sur l'une des entrées de DD4, venant là de la sortie /Q de la bascule DD2. Le 0 logique de la sortie de l'élément DD4 est fourni à l'une des entrées de l'élément DD6 et permet le passage d'une impulsion par la voie inférieure. Cette impulsion de polarité positive (1 logique) apparaîtra à la sortie de DD6, et donc à la base de VT2 pendant la pause entre les impulsions de sortie de l'élément DD1 (c'est à dire pendant le temps où il y aura un 0 logique à la sortie de DD1 - intervalle trt2 du diagramme 5, Fig. 13 ). Par conséquent, le transistor VT2 s'ouvre et une impulsion apparaît sur son collecteur, l'éjectant vers le bas du niveau positif (s'il est connecté selon un circuit avec un émetteur commun).
Le début de la prochaine impulsion de sortie de l'élément DD1 (instant t2 du schéma 5 de la Fig. 13) ne changera pas l'état des éléments du chemin numérique du microcircuit, à l'exception de l'élément DD6, à la sortie duquel un un 0 logique apparaîtra, et donc le transistor VT2 se fermera. L'achèvement de l'impulsion de sortie DD1 (instant ta) provoquera un changement d'état des sorties du déclencheur DD2 à l'opposé (0 logique - à la sortie Q, 1 logique - à la sortie /Q). Par conséquent, l'état des sorties des éléments DD3, DD4 va changer (à la sortie de DD3 - 0 logique, à la sortie de DD4 - 1 logique). La pause débutée à l'instant !3 à la sortie de l'élément DD1 va permettre d'ouvrir le transistor VT1 du canal supérieur. Le 0 logique à la sortie de l'élément DD3 « confirmera » cette possibilité, la transformant en l'apparition réelle d'une impulsion de déverrouillage basée sur le transistor VT1. Cette impulsion dure jusqu'au moment U, après quoi VT1 se ferme et les processus se répètent.
Ainsi, l'idée principale du fonctionnement du chemin numérique du microcircuit est que la durée de l'impulsion de sortie aux broches 8 et 11 (ou aux broches 9 et 10) est déterminée par la durée de la pause entre le impulsions de sortie de l'élément DD1. Les éléments DD3, DD4 déterminent le canal de passage d'une impulsion à l'aide d'un signal de bas niveau dont l'apparition alterne aux sorties Q et /Q du déclencheur DD2, commandé par le même élément DD1. Les éléments DD5, DD6 sont des circuits d'adaptation de bas niveau.
Pour compléter la description de la fonctionnalité du microcircuit, il convient de noter une autre caractéristique importante. Comme le montre le schéma fonctionnel de la figure, les entrées des éléments DD3, DD4 sont combinées et sorties sur la broche 13 du microcircuit. Par conséquent, si le 1 logique est appliqué à la broche 13, alors les éléments DD3, DD4 fonctionneront comme répéteurs d'informations provenant des sorties Q et /Q du déclencheur DD2. Dans ce cas, les éléments DD5, DD6 et les transistors VT1, VT2 commuteront avec un déphasage d'une demi-période, assurant le fonctionnement de la partie puissance de l'onduleur, construit selon un circuit demi-pont push-pull. Si le 0 logique est appliqué à la broche 13, alors les éléments DD3, DD4 seront bloqués, c'est-à-dire l'état des sorties de ces éléments ne changera pas (0 logique constant). Par conséquent, les impulsions de sortie de l'élément DD1 affecteront les éléments DD5, DD6 de la même manière. Les éléments DD5, DD6, et donc les transistors de sortie VT1, VT2, commuteront sans déphasage (simultanément). Ce mode de fonctionnement du microcircuit de contrôle est utilisé si la partie puissance de l'onduleur est réalisée selon un circuit monocycle. Dans ce cas, les collecteurs et émetteurs des deux transistors de sortie du microcircuit sont combinés dans le but d'augmenter la puissance.
La tension de sortie est utilisée comme unité logique « dure » dans les circuits push-pull
source interne de la puce Uref (la broche 13 de la puce est combinée avec la broche 14).
Voyons maintenant le fonctionnement du circuit analogique du microcircuit.
L'état de la sortie DD1 est déterminé par le signal de sortie du comparateur PWM DA2 (schéma 4), fourni à l'une des entrées DD1. Le signal de sortie du comparateur DA1 (schéma 2), fourni à la deuxième entrée de DD1, n'affecte pas l'état de la sortie DD1 en fonctionnement normal, qui est déterminé par les impulsions de sortie plus larges du comparateur PWM DA2.
De plus, d'après les diagrammes de la figure 13, il est clair que lorsque le niveau de tension change à l'entrée non inverseuse du comparateur PWM (schéma 3), la largeur des impulsions de sortie du microcircuit (schémas 12, 13) changer proportionnellement. En fonctionnement normal, le niveau de tension à l'entrée non inverseuse du comparateur PWM DA2 est déterminé uniquement par la tension de sortie de l'amplificateur d'erreur DA3 (puisqu'elle dépasse la tension de sortie de l'amplificateur DA4), qui dépend du niveau du signal de retour sur son entrée non inverseuse (broche 1 du microcircuit). Par conséquent, lorsqu'un signal de retour est appliqué à la broche 1 du microcircuit, la largeur des impulsions de commande de sortie changera proportionnellement au changement du niveau de ce signal de retour, qui, à son tour, change proportionnellement aux changements de niveau. de la tension de sortie de l'onduleur, car Les retours viennent de là.
Les intervalles de temps entre les impulsions de sortie aux broches 8 et 11 du microcircuit, lorsque les deux transistors de sortie VT1 et VT2 sont fermés, sont appelés « zones mortes ».
Le comparateur DA1 est appelé comparateur « zone morte », car il détermine sa durée minimale possible. Expliquons cela plus en détail.
D'après les chronogrammes de la figure 13, il s'ensuit que si la largeur des impulsions de sortie du comparateur PWM DA2 diminue pour une raison quelconque, alors à partir d'une certaine largeur de ces impulsions, les impulsions de sortie du comparateur DA1 deviendront plus larges que le sortir des impulsions du comparateur PWM DA2 et commencer à déterminer l'état de sortie de l'élément logique DD1, et donc. largeur des impulsions de sortie du microcircuit. Autrement dit, le comparateur DA1 limite la largeur des impulsions de sortie du microcircuit à un certain niveau maximum. Le niveau de limitation est déterminé par le potentiel à l'entrée non inverseuse du comparateur DA1 (broche 4 du microcircuit) en régime permanent. Cependant, d'autre part, le potentiel de la broche 4 déterminera la plage de réglage de la largeur des impulsions de sortie du microcircuit. À mesure que le potentiel à la broche 4 augmente, cette plage se rétrécit. La plage de réglage la plus large est obtenue lorsque le potentiel à la broche 4 est égal à 0.
Cependant, dans ce cas, il existe un danger lié au fait que la largeur de la « zone morte » peut devenir égale à 0 (par exemple, en cas d'augmentation significative du courant consommé par l'onduleur). Cela signifie que les impulsions de commande aux broches 8 et 11 du microcircuit se suivront directement. Par conséquent, une situation connue sous le nom de « panne de rack » peut survenir. Cela s’explique par l’inertie des transistors de puissance de l’onduleur, qui ne peuvent pas s’ouvrir et se fermer instantanément. Par conséquent, si vous appliquez simultanément un signal de verrouillage à la base d'un transistor précédemment ouvert et un signal de déverrouillage à la base d'un transistor fermé (c'est-à-dire avec une « zone morte » nulle), alors vous obtiendrez une situation où un transistor n'est pas encore fermé et l'autre est déjà ouvert. Ensuite, un claquage se produit le long du support du transistor du demi-pont, qui consiste en la circulation d'un courant traversant les deux transistors. Ce courant, comme le montre le diagramme de la Fig. 5, contourne l'enroulement primaire du transformateur de puissance et est pratiquement illimité. La protection actuelle ne fonctionne pas dans ce cas, car le courant ne circule pas à travers le capteur de courant (non représenté dans le schéma ; la conception et le principe de fonctionnement des capteurs de courant utilisés seront discutés en détail dans les sections suivantes), ce qui signifie que ce capteur ne peut pas émettre de signal vers le circuit de commande. Par conséquent, le courant traversant atteint une valeur très élevée en très peu de temps. Cela entraîne une forte augmentation de la puissance libérée sur les deux transistors de puissance et une panne quasi instantanée (généralement un claquage). De plus, les diodes du pont redresseur de puissance peuvent être endommagées par un appel de courant traversant. Ce processus se termine par le grillage du fusible du réseau qui, du fait de son inertie, n'a pas le temps de protéger les éléments du circuit, mais protège uniquement le réseau primaire des surcharges.
Donc la tension de commande ; fourni aux bases des transistors de puissance doit être formé de telle manière que l'un de ces transistors soit d'abord fermé de manière fiable, et ensuite seulement l'autre est ouvert. En d'autres termes, entre les impulsions de commande fournies aux bases des transistors de puissance, il doit y avoir un décalage temporel non nul (« zone morte »). La durée minimale admissible de la « zone morte » est déterminée par l'inertie des transistors utilisés comme interrupteurs de puissance.
L'architecture du microcircuit permet d'ajuster la durée minimale de la « zone morte » en utilisant le potentiel de la broche 4 du microcircuit. Ce potentiel est réglé à l'aide d'un diviseur externe connecté au bus de tension de sortie de la source de référence interne du microcircuit Uref.
Certaines versions d'onduleur ne disposent pas d'un tel séparateur. Cela signifie qu'une fois le processus de démarrage progressif terminé (voir ci-dessous), le potentiel sur la broche 4 du microcircuit devient égal à 0. Dans ces cas, la durée minimale possible de la « zone morte » ne deviendra toujours pas égale à 0, mais sera déterminé par la source de tension interne DA7 (0, 1B), qui est connectée à l'entrée non inverseuse du comparateur DA1 avec son pôle positif, et à la broche 4 du microcircuit avec son pôle négatif. Ainsi, grâce à l'inclusion de cette source, la largeur de l'impulsion de sortie du comparateur DA1, et donc la largeur de la « zone morte », ne peut en aucun cas devenir égale à 0, ce qui signifie qu'une « claquage le long du rack » sera fondamentalement impossible. En d'autres termes, l'architecture du microcircuit inclut une limitation sur la durée maximale de son impulsion de sortie (la durée minimale de la « zone morte »). S'il y a un diviseur connecté à la broche 4 du microcircuit, alors après un démarrage progressif, le potentiel de cette broche n'est pas égal à 0, donc la largeur des impulsions de sortie du comparateur DA1 est déterminée non seulement par la source interne DA7, mais aussi par le potentiel résiduel (après l'achèvement du processus de démarrage progressif) sur la broche 4. Cependant, en même temps, comme mentionné ci-dessus, la plage dynamique de réglage de la largeur du comparateur PWM DA2 est rétrécie.

SCHÉMA DE DÉMARRAGE

Le circuit de démarrage est conçu pour obtenir une tension qui pourrait être utilisée pour alimenter le microcircuit de commande afin de le démarrer après avoir allumé l'IVP du réseau d'alimentation. Par conséquent, le démarrage signifie d'abord le démarrage du microcircuit de contrôle, sans lequel le fonctionnement normal de la section de puissance et de l'ensemble du circuit UPS dans son ensemble est impossible.
Le circuit de départ peut être construit de deux manières différentes :
avec auto-excitation;
avec stimulation forcée.
Un circuit auto-excité est utilisé, par exemple, dans l'onduleur GT-150W (Fig. 14). La tension de réseau redressée Uep est fournie au diviseur résistif R5, R3, R6, R4, qui constitue la base des deux transistors de touche d'alimentation Q1, Q2. Par conséquent, à travers les transistors, sous l'influence de la tension totale sur les condensateurs C5, C6 (Uep), un courant de base commence à circuler dans le circuit (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6 -e Q2 - le « fil commun » du côté primaire - (-)C6.
Les deux transistors sont légèrement ouverts par ce courant. En conséquence, des courants de directions mutuellement opposées commencent à circuler à travers les sections collecteur-émetteur des deux transistors le long des circuits :
via Q1 : (+)C5 - bus +310 V - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
via Q2 : (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - "fil commun" du côté primaire - (-)C6.

Figure 14. Schéma de démarrage auto-excité de l'onduleur GT-150W.

Si les deux courants circulant dans les spires supplémentaires (de démarrage) 5-6 T1 dans des directions opposées étaient égaux, alors le courant résultant serait 0 et le circuit ne pourrait pas démarrer.
Cependant, en raison de la diffusion technologique des facteurs d'amplification de courant des transistors Q1, Q2, l'un de ces courants est toujours supérieur à l'autre, car les transistors sont légèrement ouverts à des degrés divers. Par conséquent, le courant résultant dans les tours 5 à 6 T1 n'est pas égal à 0 et a un sens ou un autre. Supposons que le courant traversant le transistor Q1 prédomine (c'est-à-dire que Q1 est plus ouvert que Q2) et que, par conséquent, le courant circule dans la direction de la broche 5 vers la broche 6 de T1. Un autre raisonnement est basé sur cette hypothèse.
Cependant, par souci d'équité, il convient de noter que le courant traversant le transistor Q2 peut également être prédominant, et tous les processus décrits ci-dessous concerneront alors le transistor Q2.
La circulation du courant dans les spires 5-6 de T1 provoque l'apparition d'une FEM d'induction mutuelle sur tous les enroulements du transformateur de commande T1. Dans ce cas, (+) EMF se produit au niveau de la broche 4 par rapport à la broche 5 et un courant supplémentaire circule dans la base Q1 sous l'influence de cette EMF, l'ouvrant légèrement à travers le circuit : 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3 T1 - 5 T1.
Dans le même temps, (-) EMF apparaît sur la broche 7 de T1 par rapport à la broche 8, c'est-à-dire la polarité de cet EMF s'avère bloquante pour le T2 et il se ferme. Ensuite, le feedback positif (POF) entre en jeu. Son effet est qu'à mesure que le courant augmente dans la section collecteur-émetteur Q1 et tourne 5-6 T1, une FEM croissante agit sur l'enroulement 4-5 T1, ce qui, créant un courant de base supplémentaire pour Q1, l'ouvre encore plus. . Ce processus se développe comme une avalanche (très rapidement) et conduit à l'ouverture complète du Q1 et au verrouillage du Q2. Un courant augmentant linéairement commence à circuler à travers l'ouvert Q1 et l'enroulement primaire 1-2 du transformateur d'impulsions de puissance T2, ce qui provoque l'apparition d'une impulsion EMF d'induction mutuelle sur tous les enroulements de T2. Une impulsion de l'enroulement 7-5 T2 charge la capacité de stockage C22. Une tension apparaît en C22, qui alimente la broche 12 de la puce de contrôle de type TL494 IC1 et l'étage d'adaptation. Le microcircuit démarre et génère des séquences d'impulsions rectangulaires au niveau de ses broches 11, 8, avec lesquelles les interrupteurs de puissance Q1, Q2 commencent à passer par l'étage d'adaptation (Q3, Q4, T1). Une impulsion EMF du niveau nominal apparaît sur tous les enroulements du transformateur de puissance T2. Dans ce cas, la FEM des enroulements 3-5 et 7-5 alimente constamment C22, en maintenant un niveau de tension constant (environ +27V). En d'autres termes, le microcircuit commence à s'alimenter via l'anneau de rétroaction (auto-alimentation). L'unité entre en mode de fonctionnement. La tension d'alimentation du microcircuit et de l'étage d'adaptation est auxiliaire, n'agit qu'à l'intérieur du bloc et est généralement appelée Upom.
Ce circuit peut présenter quelques variantes, comme dans l'alimentation à découpage LPS-02-150XT (fabriquée à Taiwan) pour l'ordinateur Mazovia SM1914 (Fig. 15). Dans ce circuit, l'impulsion initiale pour le développement du processus de démarrage est obtenue à l'aide d'un redresseur demi-onde séparé D1, C7, qui alimente le diviseur résistif de base pour les interrupteurs de puissance dans le premier demi-cycle positif du réseau. Cela accélère le processus de démarrage, car... le déverrouillage initial de l'une des clés s'effectue parallèlement à la charge des condensateurs de lissage de grande capacité. Sinon, le schéma fonctionne de la même manière que celui évoqué ci-dessus.

Figure 15. Circuit de démarrage auto-excité dans l'alimentation à découpage LPS-02-150XT

Ce schéma est utilisé, par exemple, dans l'onduleur PS-200B de LING YIN GROUP (Taiwan).
L'enroulement primaire du transformateur de démarrage spécial T1 est activé à la moitié de la tension du secteur (à une valeur nominale de 220 V) ou à pleine tension (à une valeur nominale de 110 V). Ceci est fait pour des raisons telles que l'amplitude de la tension alternative sur l'enroulement secondaire T1 ne dépend pas du calibre du réseau d'alimentation. Lorsque l'onduleur est allumé, un courant alternatif circule dans l'enroulement primaire T1. Par conséquent, une FEM sinusoïdale alternative avec la fréquence du réseau d'alimentation est induite sur l'enroulement secondaire 3-4 T1. Le courant circulant sous l'influence de cette FEM est redressé par un circuit en pont spécial sur les diodes D3-D6 et lissé par le condensateur C26. Une tension constante d'environ 10-11 V est libérée au niveau de C26, qui alimente la broche 12 du microcircuit de commande de type TL494 U1 et l'étage d'adaptation. Parallèlement à ce processus, les condensateurs du filtre anti-aliasing sont chargés. Par conséquent, au moment où l'alimentation est fournie au microcircuit, l'étage de puissance est également alimenté. Le microcircuit démarre et commence à générer des séquences d'impulsions rectangulaires au niveau de ses broches 8, 11, avec lesquelles les interrupteurs d'alimentation commencent à passer par l'étage d'adaptation. En conséquence, les tensions de sortie du bloc apparaissent. Après être entré en mode d'auto-alimentation, le microcircuit est alimenté à partir du bus de tension de sortie +12V via la diode de découplage D8. Cette tension d'auto-alimentation étant légèrement supérieure à la tension de sortie du redresseur D3-D5, les diodes de ce redresseur de démarrage sont verrouillées, et cela n'affecte pas par la suite le fonctionnement du circuit.
La nécessité d'un retour via la diode D8 est facultative. Dans certains circuits UPS utilisant une excitation forcée, une telle connexion n'existe pas. Le microcircuit de commande et l'étage d'adaptation sont alimentés par la sortie du redresseur de démarrage pendant toute la durée de fonctionnement. Cependant, le niveau d'ondulation sur le bus Upom dans ce cas est légèrement supérieur à celui de l'alimentation du microcircuit à partir du bus de tension de sortie +12V.
Pour résumer la description des schémas de lancement, on peut noter les principales caractéristiques de leur construction. Dans un circuit auto-excité, les transistors de puissance sont initialement commutés, ce qui entraîne l'apparition d'une tension d'alimentation pour la puce Upom. Dans un circuit à excitation forcée, Upom est d'abord obtenu et, par conséquent, les transistors de puissance sont commutés. De plus, dans les circuits auto-excités, la tension Upom est généralement d'environ +26 V, et dans les circuits à excitation forcée, elle est généralement d'environ +12 V.
Un circuit à excitation forcée (avec un transformateur séparé) est illustré à la Fig. 16.

Figure 16. Circuit de démarrage avec excitation forcée de l'alimentation à découpage PS-200B (LING YIN GROUP).

CASCADE ADAPTÉE D'ALIMENTATION À IMPULSIONS

Un étage d'adaptation est utilisé pour adapter et découpler l'étage de sortie haute puissance des circuits de commande basse puissance.
Les schémas pratiques pour construire une cascade correspondante dans divers UPS peuvent être divisés en deux options principales :
version transistor, où des transistors discrets externes sont utilisés comme commutateurs ;
version sans transistor, où les transistors de sortie de la puce de contrôle elle-même VT1, VT2 (en version intégrée) sont utilisés comme clés.
De plus, une autre caractéristique selon laquelle les étages d'adaptation peuvent être classés est la méthode de contrôle des transistors de puissance d'un onduleur en demi-pont. Sur la base de cette fonctionnalité, toutes les cascades correspondantes peuvent être divisées en :
cascades à commande commune, où les deux transistors de puissance sont contrôlés à l'aide d'un transformateur de commande commun, qui comporte un enroulement primaire et deux enroulements secondaires ;
cascades à commande séparée, où chacun des transistors de puissance est commandé à l'aide d'un transformateur séparé, c'est-à-dire Il y a deux transformateurs de commande dans l'étage d'adaptation.
Sur la base des deux classifications, la cascade d’appariement peut être réalisée de quatre manières :
transistor à commande générale;
transistor à commande séparée ;
sans transistor avec contrôle général ;
sans transistor avec commande séparée.
Les étages à transistors à commande séparée sont rarement utilisés, voire pas du tout. Les auteurs n'ont pas eu l'occasion de rencontrer une telle incarnation de la cascade correspondante. Les trois options restantes sont plus ou moins courantes.
Dans toutes les variantes, la communication avec l'étage de puissance s'effectue à l'aide d'une méthode de transformateur.
Dans ce cas, le transformateur remplit deux fonctions principales : l'amplification du signal de commande en termes de courant (due à l'atténuation de la tension) et l'isolation galvanique. L'isolation galvanique est nécessaire car la puce de contrôle et l'étage d'adaptation se trouvent du côté secondaire, et l'étage de puissance se trouve du côté primaire de l'onduleur.
Considérons le fonctionnement de chacune des options de cascade correspondantes mentionnées à l'aide d'exemples spécifiques.
Dans un circuit à transistors à commande commune, un amplificateur de pré-puissance à transformateur push-pull sur les transistors Q3 et Q4 est utilisé comme étage d'adaptation (Fig. 17).

Figure 17. Étage d'adaptation de l'alimentation à découpage KYP-150W (circuit à transistor avec commande commune).

Figure 18. Forme réelle des impulsions sur les collecteurs

Les courants traversant les diodes D7 et D9, circulant sous l'influence de l'énergie magnétique stockée dans le noyau DT, ont la forme d'une exponentielle décroissante. Dans le noyau DT, lors de la circulation des courants à travers les diodes D7 et D9, un flux magnétique changeant (en baisse) agit, ce qui provoque l'apparition d'impulsions EMF sur ses enroulements secondaires.
La diode D8 élimine l'influence de l'étage d'adaptation sur la puce de contrôle via le bus d'alimentation commun.
Un autre type d'étage d'adaptation à transistors avec commande générale est utilisé dans l'alimentation à découpage ESAN ESP-1003R (Fig. 19). La première caractéristique de cette option est que les transistors de sortie VT1, VT2 du microcircuit sont inclus comme émetteurs suiveurs. Les signaux de sortie sont supprimés des broches 9 et 10 du microcircuit. Les résistances R17, R16 et R15, R14 sont respectivement des charges d'émetteur des transistors VT1 et VT2. Ces mêmes résistances constituent les diviseurs de base des transistors Q3, Q4, qui fonctionnent en mode commutation. Les capacités C13 et C12 forcent et contribuent à accélérer les processus de commutation des transistors Q3, Q4. La deuxième caractéristique de cette cascade est que l'enroulement primaire du transformateur de commande DT n'a pas de sortie depuis le point médian et est connecté entre les collecteurs des transistors Q3, Q4. Lorsque le transistor de sortie VT1 de la puce de commande s'ouvre, le diviseur R17, R16, qui constitue la base du transistor Q3, est alimenté par la tension Upom. Par conséquent, le courant circule à travers la jonction de contrôle Q3 et s’ouvre. L'accélération de ce processus est facilitée par la capacité de forçage C13, qui fournit à la base Q3 un courant de déverrouillage 2 à 2,5 fois supérieur à la valeur établie. Le résultat de l'ouverture Q3 est que l'enroulement primaire 1-2 DT est connecté au boîtier avec sa broche 1. Étant donné que le deuxième transistor Q4 est verrouillé, un courant croissant commence à circuler à travers l'enroulement primaire DT le long du circuit : Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - boîtier.

Figure 19. Étape d'adaptation de l'alimentation à découpage ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (circuit à transistor avec commande commune).

Des impulsions EMF rectangulaires apparaissent sur les enroulements secondaires 3-4 et 5-6 DT. Le sens d'enroulement des enroulements secondaires DT est différent. Par conséquent, l'un des transistors de puissance (non représenté sur le schéma) recevra une impulsion de base d'ouverture et l'autre recevra une impulsion de fermeture. Lorsque VT1 de la puce de contrôle se ferme brusquement, Q3 se ferme également brusquement après. L'accélération du processus de fermeture est facilitée par la capacité de forçage C13, dont la tension est appliquée à la jonction base-émetteur Q3 dans la polarité de fermeture. Ensuite, la « zone morte » dure lorsque les deux transistors de sortie du microcircuit sont fermés. Ensuite, le transistor de sortie VT2 s'ouvre, ce qui signifie que le diviseur R15, R14, qui constitue la base du deuxième transistor Q4, est alimenté par la tension Upom. Par conséquent, Q4 s'ouvre et l'enroulement primaire 1-2 DT est connecté au boîtier à son autre extrémité (broche 2), de sorte qu'un courant croissant commence à le traverser dans la direction opposée au cas précédent le long du circuit : Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "cadre".
Par conséquent, la polarité des impulsions sur les enroulements secondaires du DT change, et le deuxième transistor de puissance recevra l'impulsion d'ouverture, et une impulsion de polarité de fermeture agira sur la base de la première. Lorsque VT2 de la puce de contrôle se ferme brusquement, Q4 se ferme également brusquement après (en utilisant la capacité de forçage C12). Ensuite, la « zone morte » continue à nouveau, après quoi les processus sont répétés.
Ainsi, l'idée principale derrière le fonctionnement de cette cascade est qu'un flux magnétique alternatif dans le noyau DT peut être obtenu du fait que l'enroulement primaire DT est connecté au boîtier à une extrémité ou à l'autre. Par conséquent, le courant alternatif le traverse sans composante directe avec une alimentation unipolaire.
Dans les versions sans transistor des étages d'adaptation de l'onduleur, les transistors de sortie VT1, VT2 du microcircuit de commande sont utilisés comme transistors de l'étage d'adaptation, comme indiqué précédemment. Dans ce cas, il n'y a pas de transistors d'étage d'adaptation discrets.
Un circuit sans transistor avec contrôle général est utilisé, par exemple, dans le circuit UPS PS-200V. Les transistors de sortie du microcircuit VT1, VT2 sont chargés le long des collecteurs par les demi-enroulements primaires du transformateur DT (Fig. 20). L'alimentation est fournie au point médian de l'enroulement primaire DT.

Figure 20. Étage d'adaptation de l'alimentation à découpage PS-200B (circuit sans transistor avec commande commune).

Lorsque le transistor VT1 s'ouvre, un courant croissant traverse ce transistor et le demi-enroulement 1-2 du transformateur de commande DT. Des impulsions de commande apparaissent sur les enroulements secondaires du DT, ayant une polarité telle que l'un des transistors de puissance de l'onduleur s'ouvre et l'autre se ferme. À la fin de l'impulsion, VT1 se ferme brusquement, le courant traversant le demi-enroulement 1-2 DT cesse de circuler, de sorte que la FEM sur les enroulements secondaires DT disparaît, ce qui conduit à la fermeture des transistors de puissance. Ensuite, la « zone morte » dure lorsque les deux transistors de sortie VT1, VT2 du microcircuit sont fermés et qu'aucun courant ne circule dans l'enroulement primaire DT. Ensuite, le transistor VT2 s'ouvre et le courant, augmentant avec le temps, traverse ce transistor et le demi-enroulement 2-3 DT. Le flux magnétique créé par ce courant dans le noyau DT a la direction opposée au cas précédent. Par conséquent, une FEM de polarité opposée au cas précédent est induite sur les enroulements secondaires DT. De ce fait, le deuxième transistor de l'inverseur en demi-pont s'ouvre, et à la base du premier, l'impulsion a une polarité qui la ferme. Lorsque VT2 de la puce de contrôle se ferme, le courant qui la traverse et l'enroulement primaire DT s'arrêtent. Par conséquent, la FEM sur les enroulements secondaires DT disparaît et les transistors de puissance de l'onduleur sont à nouveau fermés. Ensuite, la « zone morte » continue à nouveau, après quoi les processus sont répétés.
L'idée principale de la construction de cette cascade est qu'un flux magnétique alternatif dans le noyau du transformateur de commande peut être obtenu en fournissant de l'énergie au point médian de l'enroulement primaire de ce transformateur. Par conséquent, les courants circulent dans les demi-enroulements avec le même nombre de tours dans des directions différentes. Lorsque les deux transistors de sortie du microcircuit sont fermés ("zones mortes"), le flux magnétique dans le noyau DT est égal à 0. L'ouverture alternée des transistors provoque l'apparition alternée d'un flux magnétique dans l'un ou l'autre demi-enroulement. Le flux magnétique résultant dans le noyau est variable.
La dernière de ces variétés (circuit sans transistor avec commande séparée) est utilisée, par exemple, dans l'onduleur de l'ordinateur Appis (Pérou). Dans ce circuit se trouvent deux transformateurs de commande DT1, DT2 dont les demi-enroulements primaires sont des charges collectrices pour les transistors de sortie du microcircuit (Fig. 21). Dans ce schéma, chacun des deux interrupteurs d'alimentation est contrôlé via un transformateur séparé. L'alimentation est fournie aux collecteurs des transistors de sortie du microcircuit à partir du bus commun Upom via les points médians des enroulements primaires des transformateurs de commande DT1, DT2.
Les diodes D9, D10 avec les parties correspondantes des enroulements primaires DT1, DT2 forment des circuits de démagnétisation du noyau. Examinons cette question plus en détail.

Figure 21. Étage d'adaptation de l'alimentation à découpage "Appis" (circuit sans transistor avec commande séparée).

L'étage d'adaptation (Fig. 21) est essentiellement constitué de deux convertisseurs directs asymétriques indépendants, car le courant d'ouverture circule dans la base du transistor de puissance pendant l'état ouvert du transistor d'adaptation, c'est-à-dire le transistor d'adaptation et le transistor de puissance qui lui est connecté via un transformateur sont ouverts simultanément. Dans ce cas, les deux transformateurs d'impulsions DT1, DT2 fonctionnent avec une composante constante du courant de l'enroulement primaire, c'est-à-dire à aimantation forcée. Si des mesures particulières ne sont pas prises pour démagnétiser les noyaux, ils entreront en saturation magnétique sur plusieurs périodes de fonctionnement du convertisseur, ce qui entraînera une diminution significative de l'inductance des enroulements primaires et une défaillance des transistors de commutation VT1, VT2. Considérons les processus se produisant dans le convertisseur sur le transistor VT1 et le transformateur DT1. Lorsque le transistor VT1 s'ouvre, un courant croissant linéairement le traverse et l'enroulement primaire 1-2 DT1 le long du circuit : Upom -2-1 DT1 - circuit VT1 - "boîtier".
Lorsque l'impulsion de déverrouillage à la base de VT1 se termine, celui-ci se ferme brusquement. Le courant traversant l'enroulement 1-2 DT1 s'arrête. Cependant, la FEM sur l'enroulement démagnétisant 2-3 DT1 change de polarité et le courant du noyau démagnétisant DT1 circule à travers cet enroulement et la diode D10 à travers le circuit : 2 DT1 - Upom - C9 - "corps" - D10-3DT1.
Ce courant décroît linéairement, c'est-à-dire la dérivée du flux magnétique traversant le noyau DT1 change de signe, et le noyau est démagnétisé. Ainsi, lors de ce cycle inverse, l'énergie excédentaire stockée dans le noyau DT1 lors de l'état ouvert du transistor VT1 est restituée à la source (le condensateur de stockage C9 du bus Upom est rechargé).
Cependant, cette option de mise en œuvre de la cascade d'appariement est la moins préférable, car les deux transformateurs DT1, DT2 fonctionnent avec une sous-utilisation en induction et avec une composante constante du courant de l'enroulement primaire. L'inversion de magnétisation des noyaux DT1, DT2 se produit dans un cycle privé, couvrant uniquement les valeurs d'induction positives. De ce fait, les flux magnétiques dans les noyaux s'avèrent pulsés, c'est-à-dire contiennent une composante constante. Cela entraîne une augmentation des paramètres de poids et de taille des transformateurs DT1, DT2 et, de plus, par rapport à d'autres options de cascade correspondantes, deux transformateurs sont ici nécessaires au lieu d'un.

PARAMÈTRES DE BASE DE L'ALIMENTATION À COMMUTATEUR POUR IBM		Les principaux paramètres des alimentations à découpage sont pris en compte, le brochage du connecteur est donné, le principe de fonctionnement sur tension secteur est de 110 et 220 volts,
		Le microcircuit TL494, le circuit de commutation et les cas d'utilisation pour contrôler les interrupteurs d'alimentation des alimentations à découpage sont décrits en détail.
GESTION DES COMMUTATEURS D'ALIMENTATION D'UNE ALIMENTATION À DÉCOUPAGE À L'AIDE DU TL494		Les principales méthodes de contrôle des circuits de base des transistors de puissance dans les alimentations à découpage et les options de construction de redresseurs de puissance secondaires sont décrites.		Une description complète du schéma de circuit et de son fonctionnement d'une alimentation à découpage

Seigneur des Dragons (2005)

Tâche: Construisez un générateur d’impulsions rectangulaires facile à utiliser et extrêmement polyvalent. Une condition préalable est de garantir que les fronts montant et descendant du signal soient aussi raides que possible. Il est également souhaitable de couvrir la gamme la plus large possible de fréquences et de cycles de service. Selon la tâche, grâce aux efforts communs des participants au projet « site », un schéma est né, avec lequel vous êtes invités à vous familiariser ci-dessous.

Diagramme schématique et graphiques :

Photos du générateur fini : Au cours du travail avec ce générateur, celui-ci a été périodiquement amélioré et les caractéristiques du circuit ont été affinées. Dans ce contexte, le générateur a subi deux mises à niveau. Présentons toutes les versions du générateur dans l'ordre. La première version, assemblée immédiatement, se distinguait par le fait qu'elle ne disposait pas de source d'alimentation « à bord ».

Pendant le fonctionnement, il s'est avéré qu'un condensateur aussi gros n'était pas nécessaire. Les condensateurs ont été installés directement sur la carte du générateur avec un stabilisateur de tension. Un transformateur et un interrupteur d'alimentation sont intégrés sur un socle commun.

Plus récemment, afin d'élargir la gamme de fréquences disponibles, une autre mise à niveau a été réalisée et un commutateur supplémentaire a été intégré au circuit pour changer rapidement le condensateur de la chaîne de distribution, ce qui sera discuté plus en détail ci-dessous.

Version 3.0. (2009) la gamme de fréquences disponibles a été élargie

Description du schéma : Le microcircuit TL494 peut fonctionner aussi bien en mode monocycle (c'est ainsi qu'il est représenté dans le schéma ci-dessus) qu'en mode push-pull, travaillant alternativement sur deux charges. Je vais vous expliquer ci-dessous comment convertir le circuit en circuit push-pull, mais regardons maintenant un circuit à une seule course.

Un circuit monocycle se caractérise principalement par le fait que l'on peut modifier le rapport cyclique du signal de zéro à 100 % (le canal est toujours ouvert). La chaîne de réglage du rapport cyclique est située sur la 2ème branche du microcircuit. Essayez de maintenir les valeurs indiquées : 20K - résistance d'ajustement et limitation 12K. Le condensateur entre les 2e et 4e pattes du microcircuit est de 0,1 µF.

La gamme de fréquences est régulée par deux éléments : d'une part, par une chaîne de résistances sur la 6ème branche du microcircuit, et d'autre part, par la capacité du condensateur sur la 5ème branche. Nous installons des résistances : 330K - tuning et 2,2K constante. Ensuite, regardez le graphique que j'ai donné au début. Nous avons limité les graphiques horizontalement aux valeurs des résistances. Gauche et droite. Pour un condensateur sur la 5ème branche d'une capacité de 1000 pF = 1 nF = 0,001 µF (ligne droite supérieure sur le graphique), la plage de fréquence résultante est de 4 KHz jusqu'à la limite du microcircuit (en réalité elle est de 150.. 200 KHz, mais potentiellement jusqu'à 470 KHz, bien que ces fréquences ne soient pas obtenues par les mêmes méthodes). Lors de la dernière mise à niveau du générateur, un interrupteur a été introduit dans le circuit, remplaçant le condensateur de synchronisation sur la 5ème branche du microcircuit d'une valeur nominale de 1000 pF à une autre par une valeur nominale de 100 nF = 0,1 µF, ce qui le rend possible de couvrir la plage de fréquences inférieure (la deuxième ligne droite à partir du bas du graphique). La deuxième plage est la suivante : de 40Hz à 5KHz. En conséquence, nous avons obtenu un générateur qui couvre la plage de 40 Hz à 200 KHz.

Quelques mots maintenant sur l'étage de sortie que nous contrôlons. En tant que clé, vous pouvez utiliser l'une des trois clés (transistors à effet de champ), en fonction des paramètres requis sur la charge. Les voici : IRF540 (28A, 100V), IRF640 (18A, 200V) et IRF840 (8A, 500V). Les jambes des trois sont numérotées de la même manière. Pour un bord de fuite plus net, utilisez le transistor KT6115A. Le rôle de ce transistor est de réduire fortement le potentiel de grille de l'interrupteur de champ à moins. Une diode et une résistance 1K sont utilisées pour connecter ce transistor supplémentaire (driver). La résistance de 10 ohms sur la grille élimine directement les éventuelles sonneries haute fréquence. De plus, afin de lutter contre le tintement, je recommande de mettre un petit anneau de ferrite sur le pied du boulon du canon de campagne.

Si nécessaire, le circuit peut être converti en circuit push-pull et pomper deux charges en alternance. Les principales différences du mode push-pull sont, d'une part, une réduction de la fréquence de sortie sur chaque canal de moitié par rapport à celle calculée, et d'autre part, le rapport cyclique du signal dans chaque canal sera désormais ajusté de 0 à 50 %. Pour passer le circuit en mode push-pull, il est nécessaire d'appliquer une puissance positive sur la 8ème branche du microcircuit (comme sur la 11ème branche). Il est également nécessaire de connecter la 13ème branche avec 14 et 15. En conséquence, fixez un étage de sortie similaire à la sortie de la 9ème branche, comme on le voit sur la 10ème branche du microcircuit.

Enfin, je note que la puce TL494 fonctionne sur une plage d'alimentation allant de 7 à 41V. Vous ne pouvez pas fournir moins de 7 Volts - il ne démarrera tout simplement pas. Pour les transistors clés de ce type, une alimentation de 9 volts est suffisante. Il vaut mieux faire du 12V, encore mieux du 15V (il s'ouvrira plus vite, c'est-à-dire que le bord d'attaque sera plus court). Si vous ne trouvez pas le KT6115A, vous pouvez le remplacer par un autre transistor moins puissant, le KT685D (ou n'importe quelle lettre). Les pattes du transistor 685, s'il est face à vous, sont de gauche à droite : K, B, E. Je vous souhaite des expériences réussies !

Le générateur est destiné à la recherche en laboratoire dans le développement et la mise en service d'une grande variété d'appareils électroniques et d'automatisation.

Ce qui rend le générateur universel est sa capacité à fonctionner dans une large plage de tensions d'alimentation (7...41 V), sa capacité de charge élevée (courant de sortie maximum 250...500 mA), son fonctionnement stable à des fréquences allant du dixième de hertz à plusieurs dizaines de kilohertz, en raison des propriétés du microcircuit TL494, sur lequel, en fait, le générateur est construit.

Et voici le schéma de fonctionnement du générateur

De plus, l'amplitude des impulsions de sortie peut être presque égale à la valeur de la tension d'alimentation du microcircuit, c'est-à-dire jusqu'à la valeur limite de la tension d'alimentation de ce microcircuit + 41 V (cependant, dans les conceptions pratiques, il n'est pas recommandé d'utiliser la valeur limite de la tension d'alimentation ; certains cas de microcircuits ne fonctionnent pas normalement avec une tension supérieure à 35 V).
Plage de réglage de la largeur d'impulsion/du cycle de service : 0-50 % / 0-100 %.
La dérive de fréquence dans la plage de tension d'alimentation est presque imperceptible, car L'oscillateur maître du TL494 et ses analogues est alimenté par une source de tension de référence intégrée.

Schème

J'ai collecté plusieurs générateurs à des moments différents et à des fins différentes. TL494. Facile à assembler et à régler, la polyvalence du générateur lui permet d'être utilisé dans de nombreuses conceptions, ainsi qu'en tant qu'appareil séparé.

Le circuit générateur présenté ici dispose de deux sorties « grossièrement » réglables pour connecter un dispositif ou un composant non isolé galvaniquement à tester (relais, portes de puissants transistors à effet de champ et IGBT, entrées de dispositifs logiques avec différents niveaux d'entrée, lampes, LED, transformateurs); atténuateur avec réglage en douceur des niveaux de sortie pour tous les appareils à petit signal.

Le réglage des niveaux de sortie pour toutes les sorties est séparé, ce qui étend les capacités du générateur. Il est par exemple possible de tester simultanément un appareil avec différents niveaux d'entrée (TTL/CMOS, etc.).
Le réglage "grossier" est effectué par des régulateurs de tension sur les microcircuits DA1, DA2 (à partir de 8V et plus selon la tension d'alimentation), en douceur - par des résistances variables R12, 17.

Le réglage de la fréquence est effectué par l'interrupteur S1 (grossièrement) et la résistance R1 (en douceur), le rapport cyclique - par la résistance R5.
Le commutateur SA1 change les modes de fonctionnement du générateur de en phase (un cycle) à anti-phase (deux temps).

La résistance R4 sélectionne la plage de fréquences à couvrir. Si nécessaire, si un chevauchement plus précis est requis pour chacune des sous-gammes, un commutateur bidirectionnel avec un ensemble de résistances sélectionnées (R4a-R4e) pour chacune des sous-gammes doit être utilisé comme S1.
Parce que paramètres de réglage des instances de microcircuit TL494 et leurs nombreux analogues peuvent être différents, la plage de réglage du rapport cyclique, si nécessaire, peut être sélectionnée à l'aide des résistances R2, R7.
Il en va de même pour les régulateurs de tension. Ils peuvent être assemblés sur une base d'éléments arbitraires selon le circuit du stabilisateur paramétrique réglable en série le plus simple, capable de fournir un courant de charge de 300 mA à partir d'une source de tension de 15-35 V.

Quant aux régulateurs montés sur stabilisateurs intégrés : les résistances R3, R6, R8, R9 sont également sélectionnées en fonction de la plage de réglage souhaitée des niveaux de sortie et de la source de tension disponible.
Les condensateurs C1-C5 du circuit de synchronisation sont sélectionnés pour la plage de fréquences requise et leur capacité peut aller de 10 microfarads pour la sous-gamme infra-basse à 1000 picofarads pour la fréquence la plus élevée.

Le circuit atténuateur est également sans principes : il est sélectionné et calculé pour des besoins spécifiques, et peut être totalement absent s'il n'y a pas besoin d'atténuateur.
Pour simplifier, vous pouvez combiner les broches 8, 11, 12 du microcircuit DA3 et ajuster grossièrement les niveaux de sortie en modifiant la tension d'alimentation générale, ou abandonner complètement le réglage grossier, en vous limitant aux résistances variables en sortie du générateur (dans ce cas, la capacité de charge du générateur diminuera).
Si des sorties puissantes ne sont pas nécessaires, les répéteurs sur les transistors VT1, 2 peuvent être éliminés.

TL494 est un contrôleur PWM et est utilisé depuis longtemps dans divers modèles d'alimentations informatiques. Ses analogues sont des microcircuits KA7500 et clone domestique KR1114EU4.