Lad os overveje kredsløbet af en simpel generator. For dens selv-excitering er det nødvendigt at sikre fasebalance ved en given frekvens. Generatoren kan fremstilles i henhold til et induktivt eller kapacitivt trepunktskredsløb. Sådanne kredsløb kaldes oscillerende. I øjeblikket bruges det kapacitive trepunktskredsløb normalt som en billigere mulighed. Figur 1 viser et lignende kredsløb lavet på en bipolær transistor.
Figur 1. Kapacitiv trepunkt lavet på en bipolær transistor
I dette kredsløb er forstærkningselementet VT1 inkluderet i kredsløbskredsløbet L1 C2 C3, hvis resonansfrekvens indstiller genereringsfrekvensen for kredsløbet. Tilbagekoblingsdybden indstilles af forholdet mellem kapacitanserne af dette kredsløb og forstærkningen af transistoren ved en given selvexciteringsfrekvens.
Generatorkredsløbsdiagrammet vist i figur 1 er ret komplekst. Dette bestemmes af antallet af termiske stabiliseringselementer (R1, R2 og R4) og indstilling af DC-tilstanden (modstand R3 og kondensator C1). Oscillationerne genereret af en sådan generator er ikke helt egnede til at synkronisere digitale mikrokredsløb, da udgangen af den beskrevne generator indeholder en sinusformet spænding. Det skal konverteres til logiske niveauer, der opfattes af digitale chips.
Generatoren kan også bygges på basis af en enkelt logisk inverter. Som nævnt i tidligere kapitler har alle et boost. Dette vil sikre amplitudebalance. Vi vil sikre fasebalance på nøjagtig samme måde som i det tidligere generatorkredsløb. Kredsløbet af et kapacitivt trepunkt, bygget på basis af en logisk inverter, er vist i figur 2.
Figur 2. Kapacitiv trepunkt lavet på en logisk inverter
Når du implementerer generatorer på logiske elementer, er det nødvendigt at sikre, at når generatoren starter, er det logiske element i aktiv tilstand. Under normal opstart er den logiske inverter i begrænsende tilstand. I den begrænsende tilstand starter generatoren i en hård tilstand, så for at selvsvingninger kan forekomme i et sådant kredsløb, vil det være nødvendigt at anvende kraftig impuls til inverterens indgang.
For spontan forekomst af oscillationer i generatorkredsløbet er det nødvendigt at skifte det logiske element til forstærkningstilstand. For at gøre dette skal inverteren være dækket af negativ DC-feedback. I kredsløbet vist i figur 2 opnås dette ved at lukke indgangen og udgangen af mikrokredsløbet gennem aktiv modstand induktans L1.
Signalet ved udgangen af den første inverter vil på grund af kredsløbets filtreringsegenskaber også være sinusformet. Den anden inverter bruges til at konvertere udgangsspændingsbølgeformen til en firkantbølge og bringe det genererede signalniveau til digitale logiske niveauer. Med andre ord bruges den som en begrænsende forstærker. Derudover fungerer denne inverter som en afkobling (buffer) forstærker. Dette betyder, at ændring af belastningsparametrene ikke vil påvirke den genererede frekvens.
Det er kendt, at stabiliteten af LC-generatoroscillationer er lav. Krystaloscillatorer er meget mere stabile. Kredsløbet på den ene inverter kan også bruges til at bygge kvartsoscillatorer. I dette tilfælde, i stedet for induktans, skal en kvartsresonator være tændt i det kapacitive trepunktspunkt. Kredsløbet for en kvartsoscillator på en logisk inverter er vist i figur 3.
Figur 3. Krystaloscillatorkredsløb baseret på en logisk inverter
Kapacitanser i frekvensindstillingskæden vælges normalt i området fra 10 til 30 pF. Værdien af disse kapacitanser bestemmes af værdien af kvartsholderens kapacitans, som spænder fra 3 til 5 pF.
Forholdet mellem kapacitanserne bestemmer dybden af feedbacken, hvilket betyder stabiliteten af generatorens opstart i temperaturområdet. På høje frekvenser Kapaciteter vælges normalt lige. I lavfrekvente generatorer er det tilrådeligt at vælge kapacitans C1 mindre end kapacitansen af kondensator C2. Dette vil give mere spænding ved inverterens indgang, hvilket igen vil føre til mindre strømforbrug. Hvis det er nødvendigt at justere frekvensen af generatoren, kan en tuning kondensator bruges som kapacitans C2.
Kvartsresonatoren transmitterer ikke D.C. derfor for at sikre automatisk start generator skal bruge yderligere modstande. I kredsløbet i figur 3 er disse modstande R1 og R2. Modstand R1 skifter omformeren til aktiv tilstand. Forholdet mellem modstande R1/R2 bestemmer forstærkningen af det aktive element i generatorerne.
Ved brug af meget højfrekvente kvartsresonatorer kan modstand R2 være fraværende for at lette selv-excitering af generatoren. Når man arbejder med lavfrekvente kvartsresonatorer, giver modstand R2 og kapacitans C2 den nødvendige faseforskydning og forhindrer selvexcitering af generatoren ved frekvensen af kvartsholderens kapacitans. Derudover begrænser modstand R2 den effekt, der afgives på kvartskrystallen, hvilket tillader brugen af små krystaller i generatoren.
Ganske ofte er der behov for at stoppe generatoren for at spare elforbrug. I dette tilfælde kan du i stedet for en logisk inverter bruge et "2AND-NOT" kredsløb.
Figur 4. Kredsløb af en kvartsoscillator lavet ved hjælp af et logisk "AND" element
Et lignende kredsløb er vist i figur 4. Det er dette kredsløb, der bruges inde i de fleste moderne mikrokredsløb som en master clock oscillator.
Litteratur:
Sammen med artiklen "Oscillatorkredsløb af generatorer" læses:
http://site/digital/gen.php
Inkluderingen af en kvartsresonator i selvoscillatorkredsløbet øger stabiliteten af den genererede frekvens, når den udsættes for destabiliserende faktorer. Af denne grund bruger moderne sendere kvarts-selv-oscillatorer som referenceoscillatorer. Det forstærkende element i moderne kvartsoscillatorer er normalt en transistor på grund af dens lille overordnede dimensioner og vægt, lavt strømforbrug, høj pålidelighed og øjeblikkelig parathed til arbejde.
Kredsløb af kvarts selvoscillatorer klassificeres afhængigt af driftsfrekvensen (w K, w 0, w K ... w 0), placeringen af inklusion i kredsløbet og arten af modstanden (induktiv, minimum og aktiv) af kvartsresonatoren. Baseret på arten af resonatormodstanden er kvarts selvoscillatorkredsløb opdelt i to grupper. Den første gruppe omfatter kredsløb, hvor resonatoren fungerer som en af de induktive reaktanser i et trepunktskredsløb.
Det andet omfatter kredsløb, hvor resonatoren er forbundet i serie med tilbagekoblingskredsløbet. I dette tilfælde exciteres generatoren lettest ved den frekvens, hvor resonatoren har minimal aktiv modstand, hvilket svarer til den dybeste feedback. Det praktiseres at inkludere en resonator i generatorens oscillerende kredsløb, der arbejder ved en serieresonansfrekvens.
Ved konstruktion af generatorer af den første gruppe (oscillerende: generatorer) anvendes den induktive karakter af resonatormodstanden i frekvensområdet w K ... w 0 (fig. 5.4), dvs. det faktum, at resonatoren svarer til en spole med høj kvalitetsfaktor. Som følge heraf kan en af induktanserne i trepunkts oscillatorkredsløbet erstattes af en esonator (se fig. 4.8, a, b).
Resonatoren kan forbindes mellem basen og kollektoren af transistorer i en selvoscillator samlet efter et kapacitivt trepunktskredsløb, samt mellem base og emitter, kollektor og emitter i en selvoscillator samlet efter en induktiv tre -punktkredsløb. Praktisk brug Vi fandt generatorer baseret på et trepunkts kapacitivt kredsløb. I sådanne generatorer opnås maksimal frekvensstabilitet, generatorkredsløbet er lettere at justere og mere pålideligt sammenlignet med induktive trepunkter. Skematisk diagram af en sådan generator ved høj frekvens (uden at tage hensyn til strømkredsløbene) er vist i fig. 5,5, a.
Lad os bemærke to punkter, der er karakteristiske for driften af en selvoscillator ifølge diagrammet i fig. 5,5, a. For det første fører en funktionsfejl eller shunting af resonatoren såvel som et åbent kredsløb i dens kredsløb til afbrydelse af de genererede svingninger, hvilket i sig selv er nyttigt, da driften af generatoren uden en kvartsresonator er elimineret. For det andet skabes en tilstrækkelig høj RF-spænding over resonatoren, hvilket får den til at varme op, hvilket reducerer stabiliteten af de genererede svingninger. Af denne grund er kvartsoscillatorer lavet så laveffekt som muligt.
Et af de mulige praktiske kredsløb for en transistorkvarts-selv-oscillator samlet i henhold til et kapacitivt trepunktskredsløb er vist i fig. 5,5, b. Kvartsoscillatoren exciteres ved en frekvens tæt på frekvensen af serieresonansen w K. For at øge frekvensen er der tilvejebragt en spole L, forbundet i serie med resonatoren. Transistorens driftspunkt bestemmes af modstandene R1, R2 og R3. Kondensatorerne C1 og C2 danner sammen med resonatoren Kp og spolen L et kapacitivt trepunktskredsløb (fig. 5.5, a). Kondensatorer C3 og C5 er separationskondensatorer.
Ved drift ved frekvenser over 15...20 MHz har resonatoren en tykkelse på 0,1...0,2 mm, hvilket er svært at implementere og begrænser den maksimalt mulige frekvens. Ved højere frekvenser kan resonatorer fungere på harmoniske af mekaniske vibrationer af en kvartsplade. Det er kendt, at en kvartsplade, når den varierer i tykkelse, kan svinge ved harmoniske af mekaniske vibrationer. I dette tilfælde er det muligt
opnå mange gange højere genereret frekvens.
Ris. 20. Design af styreanordningen for en radiostyret bådmodel
Mange designløsninger implementeret i bilmodeller kan med succes anvendes på radiostyrede skibsmodeller. Inden for skibsmodellering er der flere klasser af radiostyrede modeller: højhastigheds, udførende figurkurser; modeller slående flydende model bolde med en nasal nål, førende havslag; sejlbåde. Styring af en højhastighedsskibsmodel med motor intern forbrænding ligner at køre en racerbil. Hvis to ror er installeret på en skibsmodel, er deres akser forbundet med hinanden med en styrende trapez. På modeller er det tilladt at installere aktive ror, diverse tilbehør og thrustere. Et eksempel på en modelversion af et aktivt ror er et skrueror (fig. 20) designet af skibsmodeller I. Efremov fra Almaty. Ved hjælp af dette ror er skibsmodellen i stand til at dreje på stedet (uden at bevæge sig) 360°. Både med fronten og med bakning Fartøjets manøvredygtighed er den samme. Lad os overveje designet af et skruet rat. Det faste rorblad 12 er fastgjort til fartøjets skrog 1 ved hjælp af ben 2 og skruer 3. Ringen 14 genfastgøres, hvori en trebladet propel 13 er indbygget. Lejer 4 af akslen 5 er monteret på to afdækninger af ringen som understøtning for et skrå tandhjul 7, 8. De er fastgjort med skruer på akslerne 5 og 10. Til dette formål er der tilvejebragt ski på akslerne. Styreindretningens skrueaksel 10 indsættes i fartøjets skrog ved hjælp af stævnrøret 9 og beslaget 11 fastgjort til skroget. Det anbefales at drive rorpropelakslen med en elmotor med en effekt på 15 - 30 W. Halerotorens diameter og vinklenes monteringsvinkel vælges eksperimentelt. For en model af et fragt-passagerskib med en forskydning på 12 kg skal propellen have en diameter på 30 mm, og dens fire blade skal installeres i en vinkel på 45° i forhold til aksen. En sådan skrue er nødvendig for modeller, der konkurrerer i figurbanen. På højhastigheds- og andre modeller fungerer ror med en roterende fjer og et selvcentrerende system, når styrekommandoen er stoppet, bedre. Tit radiostyrede modeller Forskellige fartøjer er designet til demonstration og eksperimentelle formål. I disse tilfælde er alle former for kontrollerede mekanismer installeret på modellen. For at tænde og slukke dem kan en vælgerblok bruges, hvis diagram er vist i fig. 3. Vi vil også give nogle tips, der vil være nyttige i design og fremstilling af et modelfly. Flymodelbyggere kl indledende fase Ved mestring af radiostyring af flymodeller bør man fokusere på det serielle udstyr "Supranar-83" og "Rainbow"-motoren med et cylindervolumen på 7 eller 10 cm 8 . Ikke desto mindre er andre motorer ret velegnede til installation på et modelfly. På replikamodeller af YA-3, YA-6, Trainer-226, ANT-25-flyene, som har en spids skrog, er det muligt at installere en Rainbow-motor med et cylindervolumen på 7 cm 3 . Rainbow-motoren med en cylinderkapacitet på 10 cm3 kan løfte op i luftmodellerne med en vægt på op til 5 kg. Ved brug gløde motor det er nødvendigt at forsegle det elektroniske udstyr om bord og dække modellen med et tyndt lag ED-6 epoxyharpiks. Dette skyldes, at udstødningsgasser indeholdende uforbrændt methanol opløser malingen og isoleringen af radioudstyret og emaljebelægningen af modellens hud. Massen af radioudstyret i et replikafly bør ikke overstige 40 - 45 % af dets samlede masse. Belastningen på modellens lejeflade under dens flyvning ved en vindhastighed på 5 - 7 m/s bør ikke være mere end 40 - 45 g/dm 2. Modellens justering beregnes således, at dens tyngdepunkt, efter at have placeret alt udstyret, falder sammen med vingens trykcenter. Når du designer og fremstiller skrogrammen, skal du nøje overveje fastgørelsespunkterne for landingsstellet, modtageren, styretøjet, strømforsyningerne, brændstoftanken osv.Ris. 21. Mulighed for at placere udstyr på en radiostyret flymodel:
1 - strømforsyning;2 - modtager;3 - styretøj(D - motorakslens rotationsfrekvens,RV - elevator,RP - rat);4 - trækkraft; 5 - styrevippe;6 - styrehåndtag; 7 - elevator;8 - aileron kontrol styremaskine; 9 - skeerroer;10 - tilslutningskabel; 11 - glidende kontaktstang;12 - svingarme;13 - forhjulsstativ;14 - Bowden kabel Det enkleste design af flymodellerne er YA-3, YA-6, YAK-12. De er gode, fordi de har en høj vinge, som giver øget stabilitet af modellen under flyvning. Disse flys skrog har store flade overflader. Fraværet af komplekse kurver og overgange gør kopiering lettere. Kopimodeller af ANT-25, YAK-18, Trainer-226 og andre med lave vinger er normalt bygget af modelbyggere med stor erfaring. Motorakslens omdrejningshastighed under flyvning styres ved samtidig at lukke åbningerne i indløbs- og udløbsrørene med drosselventiler. Drosselventiler kan være sektor, plade, spole-type. Seriel mikromotorer er ikke udstyret med dæmpere, de er installeret af modelbyggere selv. - I fig. Figur 21 viser en mulighed for at placere radiokontroludstyr på et modelfly. Tegningen er skematisk og giver kun generel idé om designets karakter. Den radiostyrede model af flyet, der produceres for første gang, skulle være en træningsmodel, den er bygget til at være mere holdbar og stabil under flyvning, i stand til at modstå hårde landinger og fejl i pilotteknik. Sådanne træningsflymodeller, der kombinerer hastigheden og aerobatiske evner af en multi-team model med nem styring og stabilitet under flyvning, er designet af mange førende mestre i flymodellering. Her er de tekniske data for træningsmodellen designet af I. Nikiforov (Moscow Regional teknisk klub sportsjodisme): vingefang 1880 mm; modellængde 1350 mm; areal af bærende overflader 69 dm 2 ; vingeareal 55,1 dm 2; flyvevægt 2950 g; skrogvægt uden motor 1150 g; centrering i procent SAH - tredive%; hjørne U vinge 6°; diameter til stigningsforhold for skruemodellen 260/140; motorcylindervolumen 5 cm3; antal betjeningskommandoer 8. For at øge pålideligheden af radioudstyret er modtager og strømforsyning pakket ind i skumgummi eller svampegummi inden installation i modellen. Alle mekaniske stænger, komponenter og fastgørelsesdele skal fremstilles med høj præcision uden slør. Forud for vellykket pilotering af modellen bør der ske regelmæssig træning af modelleren i henhold til det etablerede program. Det er nødvendigt at udvikle fingerfærdighed til at kontrollere modellen, når man mestrer individuelle flyvningselementer, og først derefter, efter at have identificeret modellens flyveevner, fortsætte med at øve kunstflyvning.3. KVARTSGENERATOR- DET VIGTIGSTE LINK AF RADIOSTYRINGSUDSTYR
Automatisk tilslutning er en betingelse, som moderne udstyr til radiostyring af modeller skal opfylde. Usyet radiokommunikation sikres ved kvartsfrekvensstabilisering af selvoscillatorer placeret i senderens masteroscillator og i modtagerens lokaloscillator. Radioamatører bruger ofte tilfældige kvartsresonatorer (kvarts), designet til en række forskellige udstyr og uden et teknisk pas, der angiver parametrene for resonatorerne. I denne henseende er det ikke altid muligt at foretage en komplet beregning af en selvoscillator med kvartsfrekvensstabilisering, men radioamatører opnår de ønskede resultater ved forsøg og fejl under opsætning af udstyret. Ved at kende princippet om driften af den brugte version af auto-oscillatoren, er det muligt at indstille masteroscillatoren eller lokaloscillatoren til den nødvendige frekvens meget lettere og mere præcist. Lad os først tale om en almindelig selvoscillator og derefter om de mest acceptable muligheder for selvoscillatorer med kvartsresonatorer. Lad os starte med at besvare spørgsmålet: hvad er en selvgenerator? En selvgenerator er en konverter af energien fra en strømkilde til energien fra højfrekvente svingninger, der fungerer uden konstant ekstern påvirkning. Drivkraften til excitation af selvoscillatoren er kortvarige transiente processer, når strømkilden er tændt og strømudsving i transistorkredsløbet. Hvis de selvexciteringsbetingelser, der opstår i oscillatorkredsløbet, er opfyldt, forstærkes svage svingninger, hvilket betyder, at der kommer mere energi ind i oscillatorkredsløbet i hver efterfølgende svingningsperiode, end der går tabt i det. Amplituden stiger fra cyklus til cyklus, men ikke uendeligt, da en selvoscillator er et ikke-lineært system. Efter flere cyklusser aftager stigningen i amplituden af svingningerne, og på et tidspunkt bliver svingningerne stationære, det vil sige, at der opnås en balance af amplituder. Betingelser for amplitudebalance S 1 R y =l, hvor S 1 er hældningen af kollektorstrømmen ved den første harmoniske, som for generatorens underspændingstilstand bestemmes af formlen: S 1
-S Y1 (F),
hvor Y 1 (Ф) igen er ekspansionskoefficienten af cosinusstrømimpulsen til den første harmoniske (dens værdi findes fra tabellen); Rу er kontrolmodstanden for selvoscillatoren, udtrykt gennem den ækvivalente kredsløbsmodstand R og feedbackkoefficienten TIL forhold R på =
KR n .
Begrebet regenereringsfaktor blev introduceret i teorien om generatorer G=
S.R. U .
Koefficienten 7i(9) udtrykkes gennem regenereringsfaktoren med formlen: Y 1 (Ф) = l/G. 
Ris. 22. Autogenerator i henhold til det kapacitive "trepunkts"-kredsløb:
-en - tilsvarende kredsløb; b - mulighed for at konstruere et kredsløb med en ekstern strømkilde til basiskredsløbet Ved beregning af selvoscillatorer er de normalt specificeret ved værdierne af C og K. Selvexcitationstilstand: S n R y =l, hvor S n er hældningen af den statiske karakteristik af kollektorstrømmen ved hvilepunktet . Enhver selvoscillator med en transistor kan betragtes som en forstærker med positiv feedback, hvor produktet af effektforstærkningen og feedbackkoefficienten har et modul, der er lig med enhed, og fasevinklen for den nødvendige frekvens skal være lig nul. Der er et antal standardordninger autogeneratorer. Af disse er tre de mest almindelige: kapacitiv "trepunkts" (fig. 22), induktiv "trepunkts" med transformatorfeedback. Betingelsen for fasebalance i en selvoscillator ifølge et generaliseret trepunktskredsløb er udtrykt ved formlen x 9 ъ+Х ak = - Hbk, Hvor x E b, X zk , Hbk- reaktans mellem de tilsvarende terminaler på transistoren. Af nogle grunde, som vil blive diskuteret nedenfor, foretrækkes et kapacitivt "trepunkt". I teorien om selvoscillatorer for et kapacitivt "trepunkt" er der formler:
hvor f K er genereringsfrekvensen. Fra disse formler er det klart, at kapacitansen af kondensatorerne C1 og C2 falder med stigende koefficient G. Samtidig bliver indflydelsen af transistorens input- og outputkredsløb (Cm, gin, Caai) på ustabiliteten af selvoscillatorens frekvens mere mærkbar. Man skal huske på, at kapacitanserne C1 og C2 ud over selve kondensatorerne inkluderer monteringskapacitansen, transistorens udgangs- og indgangskapacitans og de indførte kapacitanser for de tilsluttede trin. Det anbefales normalt at vælge G = 2 - 4. Ustabilitetskomponenterne på grund af ændringer i parametrene for transistorens input- og outputkredsløb afhænger også af feedbackkoefficienten K. Der er en optimal værdi K=
Kowr,
hvilket vil sikre maksimal frekvensstabilitet. Feedbackkoefficienten K kan vælges eksperimentelt. Med stigende kvalitetsfaktor Q af oscillatorkredsløbet falder indflydelsen af de nævnte ustabilitetskomponenter. Som allerede nævnt afhænger stabiliteten af generatorfrekvensen af kredsløbets kvalitetsfaktor og konstansen af dets parametre. Faseforskydningen i generatorens feedbackkredsløb ændres med ændringer i transistorens interne modstand og indgangskapacitet, for eksempel på grund af ændringer i temperatur eller forsyningsspænding. 
Ric. 23. Tilsvarende kredsløb for en kvartsresonator (a) og afhængigheden af den aktive, reaktive og modul af den komplekse modstand af en kvartsresonator på frekvensen (b) I meget stabile selvoscillatorer anvendes elektromekaniske resonatorer som kredsløb eller deres elementer , som har en høj kvalitetsfaktor og temperaturstabilitet tilstrækkelig til praksis. Kvartsresonatorer er mest udbredte. - AC spænding påført på kanterne af en kvartsresonator får den til at svinge. Resonansfrekvensen af mekaniske vibrationer bestemmes af pladens dimensioner. Resonatoren spreder en meget lille del af energien, så kvartsresonatorer har en ækvivalent kvalitetsfaktor Q fra 10.000 til 1.000.000 Det tilsvarende kredsløb for en kvartsresonator er vist i fig. 23. Dette kredsløb vil, hvis vi ser bort fra tabsmodstanden R kV, have to resonansfrekvenser - serieresonans f t
og parallel resonans f p, bestemt af formlerne hvor L KB, C sq, Co er elementerne i det ækvivalente kredsløb. Kurven af kvartsreaktans versus frekvens uden at tage hensyn til tab er vist i fig. 23,6 med stiplet linje. I det første tilfælde (f f) reaktansen x
lig med nul, i anden (f p) - uendelig. Under hensyntagen til tab har kredsløbet en kompleks modstand Z=R+jX. I samme fig. 23 viser afhængighederne af reaktiv og aktiv modstand og kompleks modstandsmodul | Z| =\/
R 2
+
x 2:
fra frekvens. Frekvensforskellen t p - f 8 = Df kaldes bredden af resonansintervallet. 
Ris. 24. Muligheder for et parallelresonans kvarts-oscillatorkredsløb med kvarts-excitation ved grundfrekvensen:
EN - kapacitiv "trepunkts";b, c - induktiv "trepunkts" Det er kendt, at den ækvivalente induktans på n-te mekanisk den harmoniske af hvarts ændres praktisk talt ikke sammenlignet med induktansen ved grundfrekvensen, den ækvivalente kapacitans er mindre i P 2 gange, og resonansintervallet er n enkelt gang. Det skal bemærkes, at resonatorens kvalitetsfaktor er højest ved den harmoniske, der er angivet i dens pas som fungerende, og følgelig ved den frekvens, der er angivet på dens krop. En anden generel holdning. Ligesom mange andre elementer er kvarts kendetegnet ved en tilladt dissipationseffekt, der overstiger hvilket kan deaktivere den. Typisk er mindre end 10 % af den strøm, der leveres til generatoren, afgivet på kvarts, hvilket f.eks. forskellige typer resonatorer svarer til 2 - 4 mW.Nu direkte om kvartsoscillatorer. De er opdelt i parallelle resonansgeneratorer (oscillerende) og serielle (filter). Kvartsen i dem kan fungere både ved grundfrekvensen og ved ulige mekaniske harmoniske. I oscillatoroscillatorer exciteres kvarts med en frekvens inden for resonansintervallet, men næsten parallel resonans er dens reaktans induktiv. I en serieresonansgenerator forekommer excitation ved en frekvens nær serieresonansen, kvartsens reaktans er nul, og dens aktive modstand er meget lille.
I fig. Figur 24 viser kredsløbsmuligheder for parallelle resonansgeneratorer, hvor kvarts arbejder ved grundfrekvensen. I amatørradiodesign er de mest almindelige generatorer baseret på et kapacitivt "tre-punkts" kredsløb, når kvarts er forbundet mellem kollektoren og bunden af transistoren (fig. 24, o). De er enkle i design og konfiguration og giver god frekvensstabilitet. I fig. 25 viser et praktisk diagram af en oscillerende krystaloscillator med et kapacitivt "trepunkt" ved en frekvens på 14,1 MHz og viser dens forbindelse med en frekvensdobler. I fig. Figur 26 viser et kredsløb til excitation af kvarts ved hjælp af mekaniske harmoniske. For at gøre dette erstattes en af trepunktskondensatorerne med et parallelkredsløb, som er indstillet til resonans ved en frekvens under genereringsfrekvensen. Som et resultat vil kredsløbet have kapacitiv ledningsevne ved frekvensen af de ønskede harmoniske, og ved lavere harmoniske og ved grundfrekvensen - induktiv ledningsevne, hvilket eliminerer muligheden for generering ved lavere harmoniske og grundfrekvensen. Dette er illustreret ved fig. 27, som viser diagrammer over reaktansen af serie- og parallelkredsløb. I fig. 27 anvendes følgende betegnelser: wL - modstand af den induktive del af seriekredsløbet; 1/wС - modstand af den induktive del af seriekredsløbet; Z er den samlede modstand af seriekredsløbet; 1/wL - ledningsevne af den induktive gren af det parallelle kredsløb; o»C - ledningsevne af den kapacitive gren af parallelkredsløbet; U er den samlede ledningsevne af parallelkredsløbet. 
Ris. 25. Kredsløb for masteroscillator og frekvensdobler
Ris. 26. Kredsløb for en selvoscillator (kapacitiv "trepunkt") til excitation af en kvartsresonator på harmoniske(EN)
og dets tilsvarende kredsløb(b)
I oscillatoroscillatorer, der opererer ved frekvenser over 20 MHz, exciteres kvarts normalt ved den tredje eller femte harmoniske, men ikke højere, da den skadelige indflydelse af statisk kapacitans og monteringskapacitans er stærkere der. For at beregne generatoren, hvis kredsløb er vist i fig. 25, er der simple formler for kapacitansen af kondensatorerne C1 og C2 (i picofarads), modulus af feedbackkoefficienten | K| og højfrekvent spænding ved solfangeren (i volt): 
Her Rpå valgt baseret på den understressede tilstand af autogeneratoren; Xg- kapacitans af kondensator C2; Co.- koefficient, der bestemte forholdet mellem kapacitanser af kondensatorer C2/C1 = 1/Ko; f g - generationsfrekvens, MHz; Rkv - tilsvarende aktiv modstand af kvarts. I generatorer, der bruger transistorer af P403, GT308 eller lignende serier, er værdien Co. taget lig med 1 - 1,5, og på transistorer i P411, GT311-serien - 0,7 - 0,8. 
Fig. 27 Reaktansdiagrammer:
a - sekventielt kredsløb; b - parallel kredsløb Når transistorens kollektor- og basiskredsløb forsynes fra en fælles kilde Upit (se fig. 24,a), er følgende relation gyldig:
Ækvivalent modstand i basiskredsløbet 
skal være lig med 5 - 10 kOhm. Modstanden af delemodstandene bestemmes af formlerne 
For at bestemme værdien af koefficienten EN I den samlede generator, før du installerer kvartsen, skal du indstille kollektorstrømmen inden for 2 - 3 mA ved hjælp af en tidsdeler med en variabel modstand. Herefter skal du måle spændingen urz,
og beregn derefter R1 og R2. Modstanden af modstanden R8 bestemmer generatorens temperaturstabilitet. Der er anbefalinger til valg af denne modstand. For transistorer i GT308-serien såvel som for parametre tæt på dem tages R 9 lig med 300 ohm, og for transistorer i GT311-serien og lignende -G- 390 Ohm. Modstanden af belastningsmodstanden R3 bestemmes i formlerne, hvor C1 er kapacitansen af den eksterne kondensator, C og er installationskapacitansen (3 - 5 pF); ch og Cout - indgangs- og udgangskapaciteter for transistoren ved genereringsfrekvensen analogt C2"=C2+C M +C VX .
Kapacitansen af kondensatoren - SZ bestemmes ud fra forholdet C3 = (0,01 - 0,1) C1. Kapaciteten af blokerende kondensatorer (i picofarads) beregnes ved hjælp af formlerne 
Hvor Ke- modstand i ohm; f g - frekvens i megahertz. Lad os gå videre til versionen af generatoren med en kapacitiv "tre-fine" og kvarts, der fungerer på en ulige mekanisk harmonisk (se fig. 26). Der er en kondensators rolle C1 Oscillatorkredsløbet spilles af et parallelkredsløb C K L K (se fig. 26.6). Som allerede nævnt skal dette kredsløb ved genereringsfrekvensen have kapacitiv reaktans, dvs. dets resonansfrekvens fo
skal være lavere end generationsfrekvensen. Kredsløbsparametrene skal vælges, så det egen frekvensen var lig med fo = .(0,7 - 0,8)f g. Lad os se på fig. 27.6. Ved frekvensen Ш Р er der en resulterende kapacitiv ledningsevne V = w g C eq = w g C "k -1/ w G L TIL, hvor C til L K -
henholdsvis kredsløbets kapacitans og induktans. Typisk induktans L K
på grund af konstruktive overvejelser. Kapacitans C EC in er valgt lig med kapacitansen af kondensator C1, bestemt ved metoden skitseret ovenfor. Herefter får vi: 
Generaliseret kredsløbskapacitans MED" Til
(i pF) kan bestemmes ved at specificere induktansen L K
(i µH), ifølge formlen: 
Specifik kapacitans af kondensator C til: MED TIL = C" Til - MED ud -
L M - MED ind i næsen .
Ved bestemmelse af C HV os går de fra arten af forbindelsen af buffertrinnet til selvoscillatoren. Tre muligheder for tilslutning af en ekstern belastning er mulige (fig. 28) - med induktiv, autotransformer og ekstern kapacitiv kobling. 
Ris. 28. Ækvivalente kredsløb af en trepunkts kapacitiv generator med en kvartsresonator, der arbejder på mekaniske harmoniske:
a - forbindelsen med belastningen er induktiv;b - autotransformer forbindelse med belastningen;V - ekstern kapacitiv kobling med lasten Forbindelsen med belastningen er valgt fra den optimale matchende tilstand:
Hvor TIL vkya -
inklusionsfaktor (transformationsfaktor); R -en -
belastningsmodstand; R 0 e =10 6 L K / C K R K- ækvivalent sløjfemodstand her R K -
kredsløbets aktive modstand). Det er kendt, at ved induktiv kobling med belastningen vil den maksimale udgangsspænding være i forholdet L2/L1 = 0,15 - 0,2 (se fig. 28a). Spole L2 skal placeres mellem vindingerne på spole L1. Med autotransformer og ekstern kapacitiv kobling med belastningen vælges koblingsfaktoren i området 0,1 - 0,3. Kapacitans indført i kredsløbet fra belastningssiden MED ind i næsen =
K 2
på MED n .
Hvis belastningsforbindelsen er induktiv, bruges formlen til at bestemme kredsløbsparametrene 
Her er Ktr transformationskoefficienten; L2 - induktans af koblingsspolen med belastningen; L1
- induktansen af kredsløbsspolen, for eksempel for en frekvens i området 20 - 30 MHz, er den valgt lig med 0,6 μH; TIL St.
- koblingskoefficient mellem spolerne, bestemt af formlen: 
Hvor 
- gensidig induktans (L Sogl - total induktans, når spolerne er seriekoblet, L B CTP - total induktans, når spolerne er seriekoblet omvendt). Den nødvendige afstemning af kredsløbet for at sikre stabil generering kan bestemmes eksperimentelt ved at indstille induktansen af spolen L1 og koblingskoefficienten med belastningen. Ved at bruge generatoren i forstærkertilstand ved genereringsfrekvensen og ændre kapacitansen af kondensator C2, fjernes afhængigheden af udgangsspændingen af kapacitans C2. Efter at have bestemt den maksimale spænding på kredsløbet, øges kapacitansen C2, indtil udgangsspændingen falder med 30% af maksimum. Det er nødvendigt, at kvalitetsfaktoren for spolen L1 ikke er værre end 50. Kvartsoscillatorer samlet ved hjælp af et oscillatorkredsløb har snævre grænser for justering af den nominelle driftsfrekvens. Det skal også huskes, at under fremstilling reguleres kvartsresonatorer normalt sammen med generatoren i henhold til et serieresonanskredsløb. Af de varianter af generatorer med kvarts, der opererer nær serieresonans, er dem med kvarts inkluderet i kredsløbet af interesse, selvom der også er generatorer med kvarts i feedbackkredsløbet. I en generator med kvarts i kredsløbet er det muligt at justere frekvensen ved hjælp af eksterne elementer, og frekvensjusteringszonen er meget bredere end andre typer kvartsgeneratorer. 
Ris. 29. Ækvivalent kredsløb af en kvartsoscillator med kvarts i den induktive gren kapacitive«
tre point" Lad os overveje generatorer med kvarts i kredsløbet, designet til at fungere med en frekvens i området 5 - 50 MHz. I fig. Figur 29 viser et diagram over en generator med et kapacitivt "trepunkt" og med kvarts i den induktive gren af kredsløbet. Generatorkredsløbets kapacitans består af de serieforbundne kapacitanser af kondensatorerne C1 og C2.
Generering sker ved en frekvens tæt på frekvensen af serieresonansen af kvarts, hvor i dette tilfælde den totale modstand er minimal og er aktiv i naturen. Ved hjælp af spole L1 (med mindst to gange induktansoverlapning) er det muligt at justere genereringsfrekvensen inden for ±(20 - 50)10 -6 fra den nominelle værdi. Katushev-induktansen Ll (i μH) bestemmes af formlen 
hvor C1 og C2 er kapacitanserne af kondensatorerne i pF; f g - frekvens i MHz. 
Ris. 30. Oscillatorkredsløb med en kvartsresonator, der fungerer nær en serieresonans:
4. DISKRET STYREUDSTYR
Bevægelsen af modellen kan styres af engangs (diskrete) kommandoer. Arten af disse kommandoer, der transmitteres af operatøren, afhænger af typen af aktuator på modellen. I tilfælde, hvor kommandoer bruges til at tænde og slukke aktuatorer, er de kortvarige. Ved styring af ror bestemmer varigheden af kommandoen den nødvendige styrevinkel. 
11) Parametre for det parallelle RC-kredsløb.
1. Kompleks modstand vekselstrøm: Z(w)Uk
2. 0 | ||||||||||||||||||||||||||
Kvalitetsfaktor Q | ||||||||||||||||||||||||||
Resonansimpedans R | L) 2 | |||||||||||||||||||||||||
LC-kredsløbet skal forbindes mellem kredsløbspunkter med høj udgangsimpedans I k
(r j l) 1
jC;
r j l 1 j C
12) Transformer LC oscillator.
Feedbacksignalet opnås ved at adskille feedbackspolen.
13) Induktiv trepunkts.
Hartley-generatoren (induktiv trepunkts) er en elektronisk LC-generator, hvor den positive Feedback taget gennem en hane fra
dele af induktoren i et parallelt LC-kredsløb.
14) Kapacitiv tre-point.
Colpitts-generatoren (tre-punkts kapacitiv), opkaldt efter dens opfinder Edwin Colpitts, er et af mange kredsløb elektroniske generatorer ved hjælp af en kombination af induktans (L) med kapacitans (C) til at bestemme frekvensen, også kaldet en LC-oscillator. En af nøglefunktionerne ved denne type generator er dens enkelhed (kun en induktor er nødvendig uden vandhaner).
Feedbackspændingen fjernes fra den kapacitive spændingsdeler.
15) Krystaloscillatorer.
Krystal oscillatorer. Kvartsoscillatorer får deres navn fra den kvartskrystal, der bruges i generatoren i stedet for et oscillerende kredsløb. Kvalitetsfaktoren for kvartsoscillerende kredsløb og dets stabilitet er så høj, at det simpelthen er umuligt at opnå sådanne værdier i LC- eller RC-type generatorkredsløb. For eksempel er frekvensstabiliteten af LC-oscillatorer omkring 0,1 %, LC-oscillatorer er omkring 0,01 %, og en krystaloscillator har en frekvensustabilitet på 10-4 til 10-5 %.
Kvartsækvivalent kredsløb.
Ris - tabsmodstand, Sys - serie kapacitans, Spr - parallel kapacitans. L – ækvivalent induktans. Et sådant kredsløb har to resonansfrekvenser: spændingsresonans LC er 1/2 og strømresonans LC pr 1/2, og
etc. Disse resonansfrekvenser er meget tæt på hinanden og afviger kun med omkring 1 %. Som et resultat har kvartskredsløbets frekvensrespons en meget skarp top og høj kvalitetsfaktor.
Analog af et induktivt trepunkt.
For at forhindre forstærkeren i at reducere kvalitetsfaktoren af kvartsen, bruges felteffekttransistorer.
I dette kredsløb er kvarts forbundet mellem afløbet og gate af felteffekttransistoren VT, dvs. i et negativt tilbagekoblingskredsløb. Ved resonansfrekvensen introducerer kvarts dog et ekstra faseskift på 180°, hvilket får feedbacken til at blive positiv.
Analog af et kapacitivt trepunkt. I denne ordning, for at lette
excitation, bruges en kapacitiv divider på elementerne C 1
19) Generator med Wien-bro.
20) Generator med dobbelt T-bro.
